[發明專利]一種非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器阻抗設計方法

在審

• 申請號: 201710310540.3
• 申請日: 2017-05-05
• 公開（公告）號: CN106991256A
• 公開（公告）日: 2017-07-28
• 發明（設計）人: 趙景輝;張永江;寧秋平
• 申請（專利權）人: 趙景輝;張永江;寧秋平
• 主分類號: G06F17/50
• 分類號: G06F17/50
• 代理公司: 沈陽銘揚聯創知識產權代理事務所(普通合伙)21241
• 代理人: 屈芳

技術領域

本發明高頻變壓器阻抗設計技術領域，具體地來講為一種非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器阻抗設計方法。

背景技術

伴隨電源科學的發展，越來越多的高頻電源正逐步取代工頻電源，高頻電源具有體積小、效率高、節省能源、造價低等諸多優點得到了長足的發展。

高頻電源中的高頻變壓器是電源中一個關鍵部件，該變壓器的磁芯通常有3種類型：一是鐵氧體磁芯；二是非米晶磁芯；三是納米晶磁芯。其中鐵氧體磁芯在變壓器設計計算時現有的設計計算方法比較適用，設計的線圈阻抗、線圈圈數等參數比較準確。

但是，對于后兩種磁芯，由于其磁芯為分層粘合結構，同時磁芯屬于導體，導致鐵芯分層的初級潛布電容、次級潛布電容和初、次級潛布電容數值較大，折算到變壓器初級側導致感抗與容抗相減，使輸入阻抗減小，勵磁電流加大，輕則功耗加大和磁通飽和，重則使變壓器高溫燒毀或破壞場效應開關管。

發明內容

本發明所要解決的技術問題在于提供一種非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器阻抗設計方法，線圈阻抗等參數設計準確，解決現有的高頻變壓器阻抗設計方法造成的功耗加大和磁通飽和，重則使變壓器高溫燒毀或破壞場效應開關管的問題。

本發明是這樣實現的，一種非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器阻抗設計方法，該方法包括：

設置非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器的等效電路：

高頻變壓器的初級側與輸入交流高頻電壓源V1串聯有初級漏磁電感L11后并聯一初級分布電容C1，在高頻變壓器的初級側并聯初級勵磁電感Lm，在高頻變壓器的次級側串聯一次級短路從初級檢測電感L12后并聯次級分布電容C2，次級分布電容C2并聯次級負載電阻Rf，在負載電阻Rf與初級分布電容C1之間連接初、次級分布電容；

設置非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器的等效計算電路：

輸入交流高頻電壓源V1并聯折算負載電阻Rz后串聯折算電感L1，再與折算分布電容Cs并聯后輸出次級輸出電壓V2；

根據設置的高頻變壓器的等效電路與高頻變壓器的等效計算電路計算變壓器阻抗與勵磁電流。

進一步地，按照以下的公式計算折算分布電容Cs、折算電感L1、以及折算負載電阻Rz，Cs＝C1+(1-n)*C12+n*n*C2+n*(n+1)*C12(1)；

Ls＝L11+L12/n*n(2)；

L1＝Ls+Lm(3)；

Rz＝n*n*Rf(4)

其中n表示高頻變壓器的變比。

進一步地，高頻變壓器的總勵磁電流I為：I＝(I1*I1+I2*I2)^0.5，其中，I1＝V1/Rz，為折算負載電阻Rz支路的電流，I2＝V1/((2*π*f*L1-1/(2*π*f*Cs))，為折算電感L1、折算分布電容Cs支路的電流，其中f為工作頻率。

進一步地，高頻變壓器的感抗Rl＝2*π*f*L1，其中f為工作頻率。

進一步地，高頻變壓器的容抗Rc＝1/(2*π*f*Cs)，其中f為工作頻率。

進一步地，電感與電容串聯阻抗為Rlc＝2*π*f*L1-1/(2*π*f*Cs)，其中f為工作頻率。

本發明與現有技術相比，有益效果在于：采用本發明的設計方法，設計的非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器，經過驗證，非常適合于對于后非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器，通過試驗驗證設計的線圈阻抗等參數準確，經驗證沒有出現功耗加大和磁通飽和，變壓器高溫燒毀或破壞場效應開關管的問題。

附圖說明

圖1為本發明實施例提供的非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器的等效電路圖；

圖2為本發明實施例提供的非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器的等效計算電路圖。

具體實施方式

為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，并不用于限定本發明。

參見圖1結合圖2所示，一種非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器阻抗設計方法，該方法包括：

設置非米晶、納米晶鐵芯的高頻變壓器的等效電路：

參見圖1，高頻變壓器的初級側與輸入交流高頻電壓源V1串聯有初級漏磁電感L11后并聯一初級分布電容C1，在高頻變壓器的初級側并聯初級勵磁電感Lm，在高頻變壓器的次級側串聯一次級短路從初級檢測電感L12后并聯次級分布電容C2，次級分布電容C2并聯次級負載電阻Rf，在負載電阻Rf與初級分布電容C1之間連接初、次級分布電容；