[發明專利]數據接收裝置

無效

• 申請號: 96102597.2
• 申請日: 1996-01-31
• 公開（公告）號: CN1140944A
• 公開（公告）日: 1997-01-22
• 發明（設計）人: 上杉充;二木貞樹;本間光一
• 申請（專利權）人: 松下電器產業株式會社
• 主分類號: H04L27/06
• 分類號: H04L27/06
• 代理公司: 上海專利商標事務所
• 代理人: 趙國華

本發明涉及一種進行數據傳輸時可以消除干擾信號影響，提高頻率利用率的數據接收裝置。

移動通信有時由于接收電平低等原因，相對于所需信號的噪聲電平相對說來較高。這時，模擬電路就會在聲音等當中混入噪聲，數字通信則發生誤碼。即便是接收電平較高，若與所需信號相同或相鄰的頻帶上有別的大信號存在，就會與接收電平低時一樣，發生接收質量變差的情況。這些問題主要是出在其他基站來的發送信號，近幾年一直認為不能解決。因此，在線路設計上給基站的分布和頻率的分配帶來很大影響，在提高頻率利用率方面也成為很大的障礙。近年來報道過消除這種干擾信號的方式。以下將代表性的2種方式作為現有例加以說明。

圖10示出的是傳輸通路模型，圖11是現有數據接收裝置(現有例1)的例子。圖12是現有數據接收裝置(現有例2)的例子。

圖10中，信號X發生器1產生的信號在傳輸通路上受到衰落和傳輸通路延遲的影響。現對這些影響建立模型如下。相當于直達波的成分，考慮到衰落，由加權器7乘以復數A0。相對于直達波延遲時間差τ的成分，經延遲器3延遲后，受到獨立于直達波的衰落，故而由加權器8乘以復數A1。同樣，對于信號Y發生器2產生的信號，由加權器9乘以復數B0，對于經延遲器4延遲的信號，則由加權器10乘以復數B1。由加法器15將它們全部相加后即為接收信號A17。與接收信號A17一樣，通過乘以C0的加權器11、乘以C1的加權器12、乘以D0的加權器13、乘以D1的加權器14、延遲器5、6和加法器16，可獲得獨立于接收信號A17衰落的接收信號B18。這些若用表達式表示，則如式1所示。這里，A0、A1、B0、B1、C0、C1、D0、D1均由固定值表示，但實際上是緩慢變動的，所以并非恒定不變。

式1：

RA(t)＝A0·X(t)+A1·X(t-τ)+B0·Y(t)+B1·Y(t-τ)

RB(t)＝C0·X(t)+C1·X(t-τ)+D0·Y(t)+D1·Y(t-τ)

????RA(t)：接收信號A17

????RB(t)：接收信號B18

????X(t)：信號X發生器1的輸出

????Y(t)：信號Y發生器2的輸出

????τ：延遲時間差

????A0、A1、B0、B1、C0、C1、D0、D1：復數衰落系數

圖11示出的是現有例1的數據接收裝置的構成。圖11中，21、22是天線，各自的接收信號送入FF23、24，它們的輸出由加法器26相加，再減去加權器25的輸出。此結果送入鑒別器28，其輸出就成為解調信號X31。再由減法器27求該鑒別器輸入和輸出的差，就成為誤差X30。而且，解調信號X31送入延遲器29，其輸出送入加權器25。

以下說明該現有例1的動作。兩個系統的天線21、22分別接收圖10的接收信號A17和接收信號B18。對于各個信號，由FF23、24分別乘以各獨立系數后，由加法器26相加。這時，可調節各獨立系數使式1的B0·Y(t)、B1·Y(t-τ)、D0·Y(t)、D1·Y(t-τ)組成的信號Y成分同A0·X(t)、A1·X(t-τ)、C0·X(t)、C1·X(t-τ)組成的信號X成分之比為最大。藉此可抑制干擾信號Y成分。而且，為了除去留下的信號X的延遲成分，由鑒別器28對加法器26的輸出進行2值量化，由延遲器29將量化得到的解調信號X31延遲，再由加權器25加權后，對下一次加法結果進行減法運算。此外，鑒別器28的輸入輸出由減法器27計算其差值作為誤差X30。通過逐級調節FF23、24和加權器25的增益，使該誤差X30的平方為最小，來形成對干擾信號最大抑制的均衡器。

圖12示出的是現有例2的數據接收裝置的構成。41、42是天線，其輸出分別輸入減法器43、44，所得輸出再分別送入線路估算器A51與平方運算器57、線路估算器B52與平方運算器58。平方運算器57、58的輸出由加法器59相加，送入MLSE均衡器60。除了解調信號X、Y61以外，MLSE均衡器60還輸出內部狀態，送入信號X再生器A53、信號X再生器B54、信號Y再生器A55、信號Y再生器B56、線路估算器A51、線路估算器B52，所得各輸出由乘法器47、48、49、50相乘，再由加法器45、46相加，送入加法器43、44。