[其他]智能數字多用信號源

無效

• 申請號: 85200145
• 申請日: 1985-04-01
• 公開（公告）號: CN85200145U
• 公開（公告）日: 1986-03-26
• 發明（設計）人: 李兆宏
• 申請（專利權）人: 南京工學院
• 主分類號: G06F1/02
• 分類號: G06F1/02
• 代理公司: 南京工學院專利事務所
• 代理人: 陳昌柏

本發明屬于智能儀器領域，它采用數字合成技術產生一系列特殊波形來滿足特種測試的需要，並且也能作為通用、多用數字信號源。在現有技術中EP0107050所輸出的信號為模擬信號，必須經過一次模數變換才能送入FFT分析儀去處理，從而引入了變換誤差又增加了成本。另外由于采用手控面板操作方式不能適應現代自動測試系統的需要。

本發明的目的是：設計一種用程控方式產生正弦波、三角波、方波、鋸齒波、鐘形波以及掃頻波等多種特定精確波形的信號源。本發明采用IEEE－488標準通用接口（1），能方便地聯接到任何標準自動測試總線上去，來響應系統控者的要求。

本發明的設計思想是：將參考信號的頻率、相位、幅度等參數變換為一組取樣函數，然后直接運算出需要的信號頻率，具體的說，將信號源的最低輸出正弦頻率f_L按標準取樣時間間隔來取樣，並將取樣數據存貯于波形存貯器（7）中，設備的步進頻率間隔是與信號源的最低輸出正弦頻率f_L相一致的。當要求信號源輸出某個Kf_L頻率的信號時，微處理器就將頻率代碼K送到總線（16）上以及置于頻率碼選擇器（3）中，此代碼又作為相位累加器（5）的基本累加值，在時鐘信號的控制下，累加器（5）逐次運算累加，其輸出的代碼作為地址碼來尋址存貯器（7），讀出的存貯數據經波形求補器（8）輸出即Kf_L頻率的取樣數字波形f（nT）被放于線（16）上，然后信號激勵一個雙極性數模變換器（12）便得到零階保持的階梯波，並經過波形平滑濾波器（13）去除高次分量之后，就得到Kf_L的正弦信號。

圖（2）表示了在相位累加器（5）中不同的頻率代碼值K在時鐘頻率作用下依次累加與輸出信號相位的關系。圖中n是時間指數（n＝0，1，2……正整數），N為以取樣周期T對信號源最低輸出頻率f_L，在2π弧度內取樣次數：

N＝ (2π)/(2πf_LT) ＝ 1/(f_LT)

其中2πf_LT為步進相角增量，即：θ_△L＝2πf_LT＝ (2π)/(N)

對任一輸出頻率Kf_L，在2π弧度內的取樣次數N_K及取樣相角增量θ_△為：

N_K＝ (2π)/(2πf_LT) ＝ (N)/(K)

θ_△＝2πKf_LT＝Kθ_△L

可見當K值越大時，每T時間取樣跨越的相位量（ (2π)/(N) ）K就越大，而讀出2π弧度內的樣值組所需的時間就越短。因此即時相位θ可寫為θ＝ (2π)/(N) nK，並且在nK＝N時，圍繞單位園的2π弧度將溢出，隨后下一周期又重新開始。K值越大（圖中取K₂＝2K₁為例）溢出越快，所以用一個有效值為2π溢出的，每隔T時間累加一個相位增量（ (2π)/(N) ）K的累加器（5）就可以產生相位地址碼序列了。

由于在M位二進制自然數中，其數值S與二進數的最高比特位及次高比特位代碼之間具有下述特點，即二進制數值S小于其最大值S_max的一半時，此二進數最高比特位的代碼為0，而S大于S_max的一半值時此比特的代碼為1，並且，次高比特位的代碼0與1又分別對應于上述兩半數值的前四分之一同后四分之一數值，因此對于對稱波形來說，存貯器只需要存入半個或四分之一個周期的取樣信號幅度量化代碼，而運用上述特點，在邏輯上采用象限求補器（5）及波形求補器（8）進行變換來獲得整個波形序列。

單次波形是由累加器（5）最高比特位首次被置位時立即中止時鐘來進行控制的，單次轉換器電路見圖（3）。電路（26）通過與其連接的與門（22）使觸發器（20）和累加器（5）在電源接通后自動復位，致使連接在與門（23）和觸發器（20）之間的與門（21）封閉，線（28）上無時鐘脈沖輸出。單次轉換器工作的控制代碼為C＝1。當啟動觸發信號出現后，累加器開始運行，一旦累加器的最高比特位置位，則通過與門（25）及反門（24）對與門（23）封閉，使累加運算停止，已讀出的存貯器代碼去同數模變換器（12）相乘，輸出為單次的零階保持模擬波形。