[發明專利]5G下行鏈路的分組插值-加權合并信道估計方法及系統

有效

• 申請號: 202111128165.3
• 申請日: 2021-09-26
• 公開（公告）號: CN113645165B
• 公開（公告）日: 2023-07-07
• 發明（設計）人: 鄭生華;王昕;姚艷軍;張正宇;賀超;朱峰;任偉龍;陳田;黃永華;王文哲
• 申請（專利權）人: 中國電子科技集團公司第三十八研究所
• 主分類號: H04L25/02
• 分類號: H04L25/02;H04L27/26;H04B7/0456
• 代理公司: 合肥市浩智運專利代理事務所(普通合伙) 34124
• 代理人: 鄭浩

1.5G下行鏈路的分組插值-加權合并信道估計方法，其特征在于，包括如下步驟：

S1、在5G下行鏈路的多天線系統中，導頻結構采用FDM和CDM復用的方式，接收端通過離散傅里葉變換得到導頻符號處的頻域接收信號；

S2、對頻域接收信號進行LS估計并進行MMSE濾波；具體如下：

對頻域接收信號進行LS估計得到：

對得到的LS估計值做鏡像對稱擴展：設每側擴展P個點，即原來長度為N_p的導頻序列在兩側各鏡像擴展P個點得到總長度為N_p+2P的序列，其過程用數學表達式表示為：

對擴展后的序列進行DFT變換：鏡像對稱擴展中選擇的P使得擴展后的總長度為2的整數次冪，此時使用FFT算法來實現，其表達式為：

經過DFT變換后的序列沒有相關性，即濾波矩陣Γ近似為對角矩陣，其具體表達式為：

需要估計相關矩陣和噪聲功率經過DFT后的序列是完全不相關的，即該序列的相關矩陣是對角矩陣，每個時隙的相關陣只是一個樣本點，而相關陣是一個統計量，需要大量的樣本點；因此，為了增加得到準確的相關陣估計值，需要對前后相鄰時隙的做平滑，設表示第s個時隙中的的值，平滑因子為α，則

對于噪聲功率的估計：經過DFT變換后，信道的能量只集中在有限的徑上，所以剩余路徑的值均為噪聲，通過對這些路徑上的值做平均，即可獲得噪聲功率的估計值，設一共有N_σ個點為噪聲，故平均值為：

對濾波后的信號做IDFT變換，得到：

對逆變換后的序列去擴展，取中間的N_p個值可得到：

經過MMSE濾波的混合信道矢量表示為：

其中，表示經過MMSE濾波后的噪聲，表示第i個CDM碼組內天線端口的混合信道響應；混合信道響應g是由同一個CDM碼組內各個天線端口的信道響應g_p與系數C_p相乘然后求和得到的；C_p是由正交掩碼c_p周期擴展得到的，即正交碼C_p中的元素具有周期性，且周期為一個CDM碼組內OCC的個數，也是一個CDM碼組天線端口的個數T＝|W_i|；

S3、根據導頻結構和CDM碼的周期，對LS估計的信道信息進行分組，使每組子載波信道參數具有相同的線性組合系數；具體如下：

將混合信道信息分解為多個組合信號矢量，令g_p,t＝[g_p,t(1),g_p,t(2),…,g_p,t(M)]^T、分別表示第t組組合信道響應、第p個天線端口第t組信道響應、第t組組合噪聲矢量，其中則：

其中，g_p,t(j)＝g_p(j′),j＝1,2,…,M,j′＝(j-1)×T+t；

S4、對各組的信道信號進行插值，得到所有導頻點的信道估計值；具體如下：將做DFT變換，得到：

對DFT變換域的信道響應參數進行補零操作，增加信道的采樣個數，得到長度為N_p的信道響應：

最后對補零后的DFT域信道響應做IDFT得到N_p點的信道響應：

S5、將所有組加權合并，得到各個天線端口的信道參數；具體如下：

將T個天線端口的信道響應參數的T個不同線性組合的估計值表示成矩陣根據導頻結構獲取所有線性組合系數的合成矩陣，利用該合成矩陣對所有天線端口的信道參數不同線性組合的估計值進行合成，獲取每個天線端口導頻符號上的頻域信道響應，該合成矩陣為：其中，p∈W_i；再根據T個線性不相關的方程計算出T個未知數；利用合成矩陣對各個導頻點上多個天線端口信道參數不同線性組合的估計值合成，獲得每個天線的信道頻域響應的估計值，第t個天線端口的頻域響應的估計值為：

2.5G下行鏈路的分組插值-加權合并信道估計系統，其特征在于，包括：第一模塊、第二模塊、第三模塊、第四模塊、第五模塊；

所述的第一模塊用于在5G下行鏈路的多天線系統中，導頻結構采用FDM和CDM復用的方式，接收端通過離散傅里葉變換得到導頻符號處的頻域接收信號；

所述的第二模塊用于對頻域接收信號進行LS估計并進行MMSE濾波；具體為：

對頻域接收信號進行LS估計得到：

對得到的LS估計值做鏡像對稱擴展：設每側擴展P個點，即原來長度為N_p的導頻序列在兩側各鏡像擴展P個點得到總長度為N_p+2p的序列，其過程用數學表達式表示為：

對擴展后的序列進行DFT變換：鏡像對稱擴展中選擇的P使得擴展后的總長度為2的整數次冪，此時使用FFT算法來實現，其表達式為：

經過DFT變換后的序列沒有相關性，即濾波矩陣Γ近似為對角矩陣，其具體表達式為：

需要估計相關矩陣和噪聲功率經過DFT后的序列是完全不相關的，即該序列的相關矩陣是對角矩陣，每個時隙的相關陣只是一個樣本點，而相關陣是一個統計量，需要大量的樣本點；因此，為了增加得到準確的相關陣估計值，需要對前后相鄰時隙的做平滑，設表示第s個時隙中的的值，平滑因子為α，則

對于噪聲功率的估計：經過DFT變換后，信道的能量只集中在有限的徑上，所以剩余路徑的值均為噪聲，通過對這些路徑上的值做平均，即可獲得噪聲功率的估計值，設一共有N_σ個點為噪聲，故平均值為：

對濾波后的信號做IDFT變換，得到：

對逆變換后的序列去擴展，取中間的N_p個值可得到：

經過MMSE濾波的混合信道矢量表示為：

其中，表示經過MMSE濾波后的噪聲，表示第i個CDM碼組內天線端口的混合信道響應；混合信道響應g是由同一個CDM碼組內各個天線端口的信道響應g_p與系數C_p相乘然后求和得到的；C_p是由正交掩碼c_p周期擴展得到的，即正交碼C_p中的元素具有周期性，且周期為一個CDM碼組內OCC的個數，也是一個CDM碼組天線端口的個數T＝|W_i|；

所述的第三模塊用于根據導頻結構和CDM碼的周期，對LS估計的信道信息進行分組，使每組子載波信道參數具有相同的線性組合系數；具體為：

將混合信道信息分解為多個組合信號矢量，令g_p,t＝[g_p,t(1),g_p,t(2),…,g_p,t(M)]^T、分別表示第t組組合信道響應、第p個天線端口第t組信道響應、第t組組合噪聲矢量，其中則：

其中，g_p,t(j)＝g_p(j′),j＝1,2,…,M,j′＝(j-1)×T+t；

所述的第四模塊用于對各組的信道信號進行插值，得到所有導頻點的信道估計值；具體為：

將做DFT變換，得到：

對DFT變換域的信道響應參數進行補零操作，增加信道的采樣個數，得到長度為N_p的信道響應：

最后對補零后的DFT域信道響應做IDFT得到N_p點的信道響應：

所述的第五模塊用于將所有組加權合并，得到各個天線端口的信道參數；具體為：

將T個天線端口的信道響應參數的T個不同線性組合的估計值表示成矩陣根據導頻結構獲取所有線性組合系數的合成矩陣，利用該合成矩陣對所有天線端口的信道參數不同線性組合的估計值進行合成，獲取每個天線端口導頻符號上的頻域信道響應，該合成矩陣為：其中，p∈W_i；再根據T個線性不相關的方程計算出T個未知數；利用合成矩陣對各個導頻點上多個天線端口信道參數不同線性組合的估計值合成，獲得每個天線的信道頻域響應的估計值，第t個天線端口的頻域響應的估計值為：