[發(fā)明專利]基于頻響預插值的正交匹配追蹤信道估計方法

有效

• 申請?zhí)枺?/td>: 202010540574.3
• 申請日: 2020-06-15
• 公開（公告）號: CN111726308B
• 公開（公告）日: 2022-08-02
• 發(fā)明（設計）人: 馬璐;李桃;喬鋼
• 申請（專利權(quán)）人: 哈爾濱工程大學
• 主分類號: H04L25/02
• 分類號: H04L25/02;H04B11/00;H04B13/02
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1.一種基于頻響預插值的正交匹配追蹤信道估計方法，其特征是包括如下步驟：

步驟1：對接收信號進行處理，得到導頻所在子載波處的信道頻域響應；

步驟2：根據(jù)插值算法的性能選擇局部預插值或整體預插值，將步驟1中得到的信道頻域響應進行預插值至原始長度的β倍，并利用基于IFFT的OMP信道估計算法完成路徑時延估計；A.CP-OFDM系統(tǒng)與水聲多徑信道模型

為了建立OFDM系統(tǒng)的基本模型，假設一個OFDM符號有K個子載波，第k個子載波的頻率是f_k，對應的發(fā)送數(shù)據(jù)符號是s[k]，OFDM的符號周期是T，循環(huán)前綴的長度是T_cp，載波頻率是f_c，第k個子載波的頻率是：

在發(fā)送OFDM信號之前，需要先利用IFFT先對其進行調(diào)制，OFDM中的各個子載波間是嚴格正交的，利用IFFT算法快速實現(xiàn)子載波間的疊加，得到的帶通信號的時域表達式如下：

假設信號傳輸經(jīng)過很多條路徑，但是其中只有L個非零抽頭，考慮水聲信道給信號造成的影響，每條子路徑的信道幅度和信道時延分別是是A_l和τ_l(L＝0,1,L,L-1)；由于每個OFDM符號的周期比較短，默認在OFDM的一個符號周期內(nèi)，路徑增益和路徑時延不會發(fā)生變化，多普勒頻移為f_d，接收端的時域信號的表達式為

代入帶通信號x％(t)的具體表達式可得：

其中，是信道中的噪聲；在接收端，需要對接收信號進行下變頻、過低通濾波器和去CP處理，處理完成之后帶通信號變成基帶信號，表達式為

為了得到離散信號，對基帶信號y(t)進行采樣，采樣間隔t＝T/K，得到離散信號如下：

其中，是歸一化多普勒頻偏；是帶通信號的載波頻率；

在接收端，需要對信號做解調(diào)處理，即FFT變換，F(xiàn)FT變換就是將接收信號分解成各次諧波的疊加，恢復出原始信號；如果把結(jié)果寫成矩陣形式的表達式，

其中，z是接收信號列向量，s是發(fā)送數(shù)據(jù)符號列向量，w是噪聲列向量，

C_ε＝FΛ_εF^H

其中，矩陣H是信道頻域響應矩陣，它主要體現(xiàn)的是信道給信號帶來的時延、多普勒以及路徑增益等影響；F是大小為k×k的傅里葉變換矩陣；

在水聲OFDM系統(tǒng)中，為了估計信道會在發(fā)射信號中加入導頻，導頻個數(shù)為N_p，在子載波上以間距D_p等間隔分布，導頻的總數(shù)量N_p＝K/D_p，接收信號中導頻的頻域響應為

式中，導頻分布位置是接收信號中導頻的頻域響應；是N_p×1的導頻信號列向量，

因為和是已知的，通過即得到導頻所在子載波處的信道頻域響應；B.基于頻響預插值的時延估計模型

在OMP信道估計算法中，路徑時延估計公式如下所示：

其中，λ為時延網(wǎng)格的過采樣因子；

從公式(9)中可以看出，OMP信道估計算法能估計的最大路徑時延是N_pT/K，該算法能估計的路徑時延范圍取決于導頻數(shù)N_p，N_p越大，可估計的路徑時延范圍也就越大；

對于具有等間隔導頻的OFDM系統(tǒng)，在OMP信道估計算法中利用插值算法等間隔地對頻響進行預插值至βN_p個，測量的最大時延增加至β(N_pT/K)；

步驟3：輸出路徑時延估計結(jié)果。

2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于頻響預插值的正交匹配追蹤信道估計方法，其特征是：在插值算法包括但不局限于線性插值、三次插值或拉格朗日插值。

3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于頻響預插值的正交匹配追蹤信道估計方法，其特征是所述的根據(jù)插值算法的性能選擇局部預插值或整體預插值具體為：

所述的局部預插值，適用于插值算法的MSE位于0.03-0.1時，是僅在OMP信道估計算法的每次迭代中，對用于估計時延的頻響序列進行預插值至原始長度的β倍；

所述的整體預插值，適用于插值算法的MSE位于小于0.03時，是在利用OMP信道估計算法之前對頻響序列進行預插值至原始長度的β倍。