[發明專利]靜電除塵高頻高壓電源系統及控制方法

有效

• 申請號: 201610393668.6
• 申請日: 2016-06-03
• 公開（公告）號: CN106076642B
• 公開（公告）日: 2018-04-24
• 發明（設計）人: 曾慶軍;申兆豐
• 申請（專利權）人: 江蘇科技大學
• 主分類號: B03C3/66
• 分類號: B03C3/66;B03C3/68
• 代理公司: 南京經緯專利商標代理有限公司32200
• 代理人: 樓高潮

1.一種靜電除塵高頻高壓電源系統的控制方法，靜電除塵高頻高壓電源系統包括主電路(10)、控制電路(22)；所述主電路(10)包括三相電抗器(2)、三相整流橋(3)、濾波電容(4)、全橋逆變器(5)、LCC諧振變換器(6)、高頻大功率變壓器(7)、全橋整流器(8)、靜電除塵器負載等效電路(9)；所述三相電抗器(2)的三個輸出端分別與三相整流橋(3)的每個橋臂中點相連接，濾波電容(4)并聯在三相整流橋(3)的兩個輸出端，全橋逆變器(5)的兩個輸入端與濾波電容(4)并聯，LCC諧振變換器(6)的輸入端與全橋逆變器(5)的輸出端并聯，LCC諧振變換器(6)的輸出端與高頻大功率變壓器(7)一次側相并聯，高頻大功率變壓器(7)二次側與全橋整流器(8)的輸入端相并聯，全橋整流器(8)的輸出端與靜電除塵器負載等效電路(9)并聯；所述控制電路(22)包括電流采集電路(11)、電壓采集電路(12)、調理電路(15)、AD轉換電路(16)、DSP控制電路(19)、IGBT驅動電路(20)、數字邏輯單元(21)；主電路的LCC諧振電流和二次輸出電壓分別通過電流采集電路(11)和電壓采集電路(12)采集并轉化為電壓信號后傳遞給調理電路(15)進行濾波、隔離和調理，調理后的電壓模擬量通過AD轉換電路(16)轉化成數字量后傳遞給DSP控制電路(19)，DSP控制電路(19)發出PWM波信號通過數字邏輯單元(21)和IGBT驅動電路(20)的處理和放大，對全橋逆變器(5)進行控制；靜電除塵高頻高壓電源系統的控制方法，采用雙閉環、雙控制策略的控制結構：內環使用LCC諧振電流i作為PID控制器(29)的輸入信號，PID控制器(29)輸出采用變頻控制(31)策略，控制全橋逆變器(24)滯后橋臂上兩個IGBT S3、S4開通和關斷的頻率，達到快速調節LCC諧振電流頻率的目的；外環使用二次輸出電壓U作為模糊PID控制器(30)的輸入信號，模糊PID控制器(30)輸出采用移相控制(32)策略的特征，通過調節全橋逆變器(24)超前橋臂上兩個IGBT S1、S2的占空比來改變系統的二次輸出電壓值U，使靜電除塵器達到最佳火花率；所述內環控制采用PID控制器，由比例K_p、積分K_i、微分K_d環節和被控對象組成，控制器輸入量為LCC諧振電流頻率的實際值與預設值的偏差e₁，輸出量為開關頻率u₁，用于控制全橋逆變器(24)上S3、S4的開關頻率；系統的PID控制方程為：

u(t)=Kp[e(t)+1TI∫0te(t)dt+TDde(t)dt]]]>

式中，K_p為比例參數，T₁為積分時間常數，T_D為微分時間常數，e為偏差值，u為控制器輸出量；比例環節即為按比例反映除塵電源系統諧振電流頻率實際值與預設值之間的差值；積分環節主要是為了消除經比例環節調節后還剩余的差量即靜差，使得最終除塵電源系統諧振電流頻率盡可能地接近預設值；微分環節是反應差值的變化率，通過該環節的調節可以使得調節時間加快，加速除塵電源系統穩定時間；PID控制器的參數為：比例參數K_p＝0.7；積分參數K_i＝0.33；微分參數K_d＝0.01；

其特征在于，所述外環控制采用模糊PID控制器；模糊PID自整定是找出PID三個參數與誤差e和誤差變化ec之間的模糊關系，在運行中通過不斷檢測e和ec，根據模糊控制原理來對三個參數進行在線修改，以滿足不同e和ec時對控制參數的不同要求，而使被控對象有良好的動、靜態性能；

控制器輸入量為二次輸出電壓實際值與預設值的誤差e₂和誤差變化ec₂，輸出量為占空比u₂，用于調節全橋逆變器(24)上S1、S2的占空比；

設計方法包括以下步驟：

(1)輸入量偏差e₂、偏差變化ec₂的模糊化；

首先要對輸入量進行模糊化處理，e₂，ec₂，Δk_p,Δk_i,Δk_d的語言值均為:{NB,NM,NS,0,PS,PM,PB},隸屬度函數采用靈敏性強的三角函數，為增強系統的魯棒性，提高隸屬度函數的分辨率，在0值附近的函數形狀取得更陡；

e₂的基本論域為：[-70000,70000]；

ec₂的基本論域為[-250，250]；

Δk_p基本論域為[-0.6,0.6]；

Δk_i基本論域為[-0.006,0.006]；

Δk_d基本論域為[-0.002,0.002]；

以上各變量的模糊量分別為：E₂,EC₂,ΔK_i,ΔK_d，其論域均為：[-3，-2-1,0,1，2，3]；

輸出導通占空比u₂的基本論域[0，0.5],論域為[0,1]；

輸入e₂、ec₂、u₂的量化因子為：k_e＝3/70000，k_ec＝3/250，k_u＝2；

(2)參數整定規則的確定及建立模糊控制規則表；所述參數整定規則的確定包括：

成比例的反映控制系統的偏差信號e的比例環節；用于消除靜差，提高系統的無差度，對誤差進行積分和對系統控制有一定的滯后作用的積分環節；能反映偏差信號的變化趨勢，并能在偏差信號值變得太大之前加入一個修正信號，加快系統的響應速度，減少超調時間，增強系統穩定性的微分環節；

其中參數整定規則是根據除塵電源系統典型輸出響應曲線的四個階段來制定的：

1)A₀A₁階段，E＞0,EC＜0，輸出電壓小于且趨向參考電壓；

2)A₁A₂階段，E＜0,EC＜0,輸出電壓大于且偏離參考電壓；

3)A₂A₃階段，E＜0.EC＞0,輸出電壓大于且趨向參考電壓；

4)A₃A₄階段，E＞0,EC＞0,輸出電壓小于且偏離參考電壓；

分別制定4個階段相應的模糊規則；

1)A₀A₁階段，當輸出電壓在A₀點附近時，需要大的導通占空比對電容充電，從而增大輸出電壓；為提高系統響應速度，需增大導通占空比的PID比例控制系數K_p、積分控制系數K_i，減小微分控制系數K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＞0,ΔK_d＜0；當輸出電壓快趨近參考電壓A₁點時，需要考慮減小超調，所以需要減小K_p、K_i，增大K_d，即ΔK_p＜0,ΔK_i＜0,ΔK_d＞0；所以在A₀A₁階段，ΔK_p、ΔK_i呈減小的趨勢,ΔK_d呈現增大的趨勢；

2)A₁A₂階段，整個階段需要小的導通占空比對電容放電，以減小輸出電壓，為提高響應速度，需要增大K_p、K_d，減小K_i，即ΔK_p＞0,ΔK_i＜0,ΔK_d＞0；

3)A₂A₃階段，當輸出電壓在A₂點附近時，需要小的導通占空比對電容放電，從而減小輸出電壓；需要增大K_p,減小K_i和K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＜0,ΔK_d＜0,加快響應速度；當輸出電壓接近A₃點時需要考慮減小超調，所以需要減小K_p，增大K_i和K_d，即ΔK_p＜0,ΔK_i＞0,ΔK_d＞0；所以在A₂A₃階段，ΔK_p呈減小的趨勢，ΔK_i、ΔK_d呈現增大的趨勢；

4)A₃A₄階段，在整個階段都需要大的導通占空比對電容充電，從而增大輸出電壓，為提高響應速度和減少超調，需要增大K_p、K_i和K_d，即ΔK_p＞0,ΔK_i＞0,ΔK_d＞0；

(3)模糊推理和去模糊化

根據模糊規則，對輸入偏差e和偏差變化ec經過推理可以得出相應的輸出變量；首先求出輸出變量的隸屬度，對應ΔK_p的第一條模糊規則的隸屬度為：

μ(ΔK_p)＝μ_NB(e)∧μ_NB(ec)

這里“∧”為取小符號，μ為隸屬度函數；

以此類推可以求得輸出變量ΔK_p在不同偏差和偏差變化下的所有模糊規則調整的隸屬度；在某一采樣時刻，根據偏差和偏差率的測量值可以求得此時ΔK_p的值為：

ΔKp=Σj=149μpj(ΔKp)*ΔKpjΣj=149μpj(ΔKp)]]>

式中，μ_pj(ΔK_p)其中(j＝1,2,…,49)是由當前e和ec的測量值經過量化后所對應的ΔK_p的隸屬度；ΔK_i、ΔK_d同理；所得到的模糊量乘以比例因子，得到PID參數整定的算式為：

K_p＝K_p0+ΔK_p

K_i＝K_i0+ΔK_i

K_d＝K_d0+ΔK_d

式中，K_p0、K_i0、K_d0是K_p、K_i、K_d的初始值，ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d是模糊控制器的輸出，即PID的參數修正量；

在每個運行周期，外環模糊PID控制器以內環PID控制器輸出的頻率值為準，通過調節逆變全橋超前橋臂上兩個IGBT S1、S2的占空比u₂來改變系統輸出電壓值，使其達到最佳火花率。