[發明專利]一種基于OFDM前導的整數頻偏估計方法

有效

• 申請號: 201510484816.0
• 申請日: 2015-08-07
• 公開（公告）號: CN105187352B
• 公開（公告）日: 2018-05-01
• 發明（設計）人: 馬云思;周三文;閆朝星
• 申請（專利權）人: 北京遙測技術研究所;航天長征火箭技術有限公司
• 主分類號: H04L27/26
• 分類號: H04L27/26
• 代理公司: 中國航天科技專利中心11009
• 代理人: 臧春喜

1.一種基于OFDM前導的整數頻偏估計方法，其特征在于步驟如下：

(1)獲取符號定時同步后的接收前導符號{r_p(n),n＝0,…,N_s-1}，對{r_p(n),n＝0,…,N_s-1}補償小數頻偏后得到OFDM時域前導符號{z(n),n＝0,…,N_s-1}；

(2)將步驟(1)中的OFDM時域前導符號{z(n),n＝0,…,N_s-1}通過FFT變換到OFDM頻域，得到接收前導的OFDM頻域信號{Z(k),k＝0,…,N_s-1}；

(3)將步驟(2)中的接收前導OFDM頻域信號{Z(k),k＝0,…,N_s-1}循環移位d個采樣點后得到循環移位后的接收前導OFDM頻域信號{Z(k),k＝d,…,N_s-1,0,…,d-1}，然后將循環移位后的接收前導OFDM頻域信號與接收端已知前導的頻域信號{C(k),k＝0,…,N_s-1}的共軛相乘，得到R_s(k,d)，

(4)獲取步驟(3)中得到的數據序列{R_s(k,d),k＝0,…,N_s-1}中的有效子載波數據{R_d(l,d)＝R_s(k,d),l＝0,…,N_d-1,k＝(N_s-N_d)/2,…,(N_s+N_d)/2-1}，即有效子載波數據R_d(l,d)通過變量l和k的取值根據數據序列R_s(k,d)得到，然后將有效子載波數據以間隔m，m＝1,…,M₀，M₀≤N_d/2共軛相乘后累加，得到M₀個差分相關數據P(m,d)；

(5)對步驟(4)中M₀個差分相關數據P(m,d)取絕對值后，平均加權求和計算頻偏估計度量M(d)；

(6)查找步驟(5)中頻偏估計度量M(d)的最大值，最大值對應的循環移位d為整數頻偏估計量即

q^=argmaxd(M(d));]]>

所述步驟(1)中獲取符號定時同步后的接收前導符號{r_p(n),n＝0,…,N_s-1}，具體通過發送端時域具有兩段重復結構的前導符號經過信道后產生，在發送端中，時域具有兩段重復結構的前導符號表示為：c＝[A A]，其中A為長度為N_s/2的復隨機序列，在OFDM發送端中，將長度為N_s/2的MPSK/MQAM調制的復隨機序列映射到長度為N_s的OFDM頻域序列的奇數子載波上，偶數子載波上均為0，并對映射后的頻域序列進行N_s點的IFFT后得到時域具有兩段重復結構的前導符號，發送端時域具有兩段重復結構的前導符號c(n)，具體由公式：

c(n)=1NsΣk=1Ns-1C(k)ej2πkn/Ns,n=0,...,Ns-1]]>

給出，其中C(k)為頻域前導符號第k個子載波上的數據，N_s為IFFT的大小；

所述步驟(1)中對{r_p(n),n＝0,…,N_s-1}補償小數頻偏后得到OFDM時域前導符號{z(n),n＝0,…,N_s-1}；具體由公式：

z(n)=rp(n)ej(-2πξ^n/Ns)=Σm=0L-1h(m)c(n-Δϵ-m)ej(2πΔξn/Ns)ej(2πqn/Ns)+w1(n)]]>

給出，其中q為帶估計的整數頻偏，為小數頻偏估計量，Δε為殘留的定時偏差，Δξ為殘留的小數頻偏，為零均值復高斯噪聲，{c(n),n＝0,…,N_s-1}為時域具有兩段重復結構的前導符號，h(m)為多徑衰落信道的脈沖響應，L為信道記憶長度；

所述步驟(2)中將步驟(1)中的OFDM時域前導符號{z(n),n＝0,…,N_s-1}通過FFT變換到OFDM頻域，具體由公式：

Z(k)=Σn=0Ns-1z(n)ej(-2πnk/Ns)=Σn=0Ns-1[Σm=0L-1h(m)c(n-Δϵ-m)ej(2πΔξn/Ns)ej(2πqn/Ns)+w1(n)]ej(-2πnk/Ns)=H(k)C(k+q+Δξ)ej(2πΔϵk/Ns)+W1(k)]]>

令小數頻偏為理想估計，即Δξ＝0，則接收前導的頻域信號{Z(k),k＝0,…,N_s-1}表示為：

Z(k)=H(k)C(k+q)ej(2πΔϵk/Ns)+W1(k);]]>

所述步驟(3)中的R_s(k,d)具體由公式：

Rs(k,d)=Z(k-d)C*(k)=[H(k-d)C(k+q-d)ej(2πΔϵ(k-d)/Ns)+W1(k-d)]·C*(k)=H(k-d)C(k+q-d)·C*(k)ej(2πΔϵ(k-d)/Ns)+W2(k)]]>

給出，其中d＝0,…,N_s-1，即整數頻偏估計范圍為[-N_s/2,N_s/2]，其中，Δε為殘留的定時偏差，N_s為IFFT/FFT的大小，W₁(k-d)和W₂(k)均為噪聲項，H(k)為信道頻率響應；

所述步驟(4)中的P(m,d)具體為：令信道頻率響應H(k)在一個OFDM符號周期內保持不變，即H(k)＝H(k-j),j＝0,…,N_s-1，則當d＝q時，M₀個差分相關數據P(m,d)由公式：

P(m,d)=Σl=mNd-1Rd(l,d)·Rd*(l-m,d)=Σl=mNd-1|C(l)|2|C(l-m)|2|H(l)|2e-j(2πϵm/Ns)+I(m)]]>

給出，其中N_d為OFDM符號中的有效子載波數，H(l)為信道的頻率響應，I(m)為干擾項，具有由公式

I(m)=|C(l)|2H(l-d)W2*(l-m)ej(2πΔϵ(l-d)/Ns)+|C(l-m)|2H*(l-m-d)W2(l)e-j(2πΔϵ(l-m-d)/Ns)+W2(l)W2*(l-m)]]>

給出；

所述步驟(5)中M(d)具體由公式：

M(d)=1M0·Σm=1M0|P(m,d)|=1M0·Σm=1M0|Σl=mNd-1|C(l)|2|C(l-m)|2|H(l)|2e-j(2πΔϵm/Ns)|=1M0·Σm=1M0|Σl=mNd-1|C(l)|2|C(l-m)|2|H(l)|2|]]>

給出。