[發(fā)明專利]衛(wèi)星移動通信中GMSK信號接收方法

有效

• 申請?zhí)枺?/td>: 201310332178.1
• 申請日: 2013-08-01
• 公開（公告）號: CN103428153A
• 公開（公告）日: 2013-12-04
• 發(fā)明（設(shè)計）人: 劉愛軍;張邦寧;潘克剛;童新海;郭道省;潘小飛;葉展;趙坤;龔超;王杭先;劉賢;方華;王庚潤;王恒
• 申請（專利權(quán)）人: 中國人民解放軍理工大學(xué)
• 主分類號: H04L27/26
• 分類號: H04L27/26;H04L27/38;H04L7/04
• 代理公司: 南京理工大學(xué)專利中心 32203
• 代理人: 朱顯國

1.一種衛(wèi)星移動通信中GMSK信號接收方法，其特征在于，方法步驟如下：

第一步：對接收信號進(jìn)行信號到達(dá)檢測，確定突發(fā)信號是否到達(dá)：

發(fā)送端發(fā)送的雙Chirp信號，雙Chirp信號由具有正斜率的掃頻率信號和具有負(fù)斜率的掃頻信號組成，頻率變化率為正的信號稱為Up?Chirp，記為s_up(t)，頻率變化率為負(fù)的信號稱為Down?Chirp，記為s_dn(t)，其表達(dá)式為

s(t)=sup(t)+sdn(t)=exp(jπK(t-T/2)2)+exp(-jπK(t-T/2)2)=2cos(πK(t-T/2)2)---(1)]]>

其中，K為掃頻速率，T是突發(fā)長度；

接收端收到的信號y(t)可以表示為

y(t)=s(t-t₀)exp(j2πf_dt)+n(t)(2)

其中，，f_d為頻差，t₀為信號傳播的時延，n(t)為加性高斯白噪聲；

在衛(wèi)星移動信道下，雙Chirp信號s(t)被接收端接收，經(jīng)過公式1后，在任意時刻，接收到的信號中Up?Chirp的頻率f′_up(t)和Down?Chirp的頻率f′_dn(t)分別為

fup′(t)=fd+K(t-t0-T/2)fdn′(t)=fd-K(t-t0-T/2)---(3)]]>

接收信號y(t)經(jīng)過A/D采樣后進(jìn)入緩沖區(qū)，緩沖區(qū)中每次輸出L個信號樣點(diǎn)，其中L為發(fā)送的雙Chirp信號的長度；

對接收信號y(t)中的L個信號樣點(diǎn)進(jìn)行解掃，即L個信號樣點(diǎn)與s_up(t)或s_dn(t)的共軛信號的樣值相乘，再進(jìn)行FFT，可得譜線的峰值

fup′(t)=fd-Kt0fdn′(t)=fd+Kt0---(4)]]>

根據(jù)上述譜線的峰值，確定信噪比SNR

SNR=Σk=m-1m+1|x(k)|2Σk=0N-1|x(k)|2-Σk=m-1m+1|x(k)|2---(5)]]>

N為FFT的長度，N≥L，x(k)為解掃后序列的傅里葉變換，其中k=0,1,……,N-1，m為FFT譜線幅度峰值的位置；

若當(dāng)前信噪比小于設(shè)定的信噪比門限，則判定信號未到達(dá)，更新緩沖區(qū)中的M個樣本值，繼續(xù)進(jìn)行上述信號檢測；反之，若當(dāng)前信噪比大于設(shè)定的信噪比門限，則判定信號到達(dá)，記錄此時FFT峰值為F₁；

第二步：確定信號到達(dá)后，快速估計頻差和時延，消除大頻差及時延對后續(xù)的信號的影響：

檢測到信號到達(dá)的同時，將當(dāng)前緩存區(qū)中的L個信號樣點(diǎn)與雙Chirp信號的s_dn(t)或s_up(t)的共軛信號的樣值相乘，然后進(jìn)行FFT，確定出頻譜的峰值，記為F₂；

由于FFT具有“柵欄效應(yīng)”，對FFT頻率粗估的結(jié)果采用頻率插值可大大提高頻譜峰值的估計精度，進(jìn)而提高頻差和時延的估計精度；

根據(jù)式(9)，代入F₁和F₂，可得

f^d=0.5(F1+F2)t^0=(F1-F2)/2K---(6)]]>

根據(jù)估計出的頻差和時延對后續(xù)接收到的信號進(jìn)行校正，便可以消除后續(xù)信號中的較大頻差；

第三步：在校正大頻差的基礎(chǔ)上，采用最小二乘法進(jìn)行信道沖激響應(yīng)估計；

根據(jù)Laurent分解原理，A/D采樣得到的GMSK信號經(jīng)解旋轉(zhuǎn)后可以表示為：

rk=Σi=0l-1hiak-i+vk---(7)]]>

其中h_i是離散信道沖激響應(yīng)，l為信道沖擊響應(yīng)的長度，v_k是均值為零、方差為的復(fù)高斯白噪聲，a_k-i為發(fā)送端發(fā)送的原始信息；

式(7)可以寫為矩陣形式：

r_k=a^T(k)h+v_k（8）

其中，a(k)=[a_k??a_k-1??a_k-l+1]^T為發(fā)送端發(fā)送的原始信息序列，h=[h₀??h₁??h_l-1]^T為信道沖激響應(yīng)，訓(xùn)練序列長度為n，訓(xùn)練序列形成的Toeplitz矩陣S，則相應(yīng)的接收序列r=[r_k??r_k+1??r_k+n-1]^T可表示為

S=aT(k)aT(k+1)...aT(k+n-1)=akak-1...ak-l+1ak+1ak...ak-l+2.........ak+n-1ak+n-2...ak+n-l---(9)]]>

相應(yīng)的采樣數(shù)據(jù)矢量為r=[r_k??r_k+1??r_k+n-1]^T，噪聲矢量為v=[v_k??v_k+1??v_k+n-1]^T，此時式(8)可寫為

r=Sh+v（10）

最小二乘信道估計就是尋找使得下面的代價函數(shù)最小的，

h^=arg minh||r-Sh||22---(11)]]>

當(dāng)v是高斯白噪聲時，式(11)的解為：

h^=(STS)-1STr---(12)]]>

由于在發(fā)送有效信息之間，通常發(fā)送具有尖銳的自相關(guān)特性的獨(dú)特碼，所以S^TS近似為對角陣，則估計結(jié)果簡化為

h^=1MSTr---(13)]]>

第四步：根據(jù)信道沖激響應(yīng)校正信號中的殘余頻差和相偏，實(shí)現(xiàn)GMSK信號的準(zhǔn)相干解調(diào)：

利用第三步中估計出的信道沖激響應(yīng)對完成頻差和時延校正后的信號序列進(jìn)行匹配濾波，可以完成消除信號中殘余的較小的頻差和相偏，從而實(shí)現(xiàn)相位同步，匹配濾波的輸出取實(shí)部進(jìn)行判決即可實(shí)現(xiàn)GMSK信號解調(diào)。