[發明專利]一種低功耗寬鎖定范圍的除四注入鎖定分頻器電路

有效

• 申請號: 201210206110.4
• 申請日: 2012-06-21
• 公開（公告）號: CN102710260A
• 公開（公告）日: 2012-10-03
• 發明（設計）人: 李巍;孫亞楠
• 申請（專利權）人: 復旦大學
• 主分類號: H03L7/18
• 分類號: H03L7/18
• 代理公司: 上海正旦專利代理有限公司 31200
• 代理人: 陸飛;盛志范

技術領域

本發明屬于集成電路技術領域，具體涉及一種應用于寬帶低功耗的頻率綜合器電路中除四注入鎖定分頻器（ILFD）電路，可用于射頻微波頻率綜合器等需要低功耗、寬鎖定范圍的模擬集成電路中。

背景技術

隨著通信和半導體技術的發展，各種移動通信和無線數據傳輸迅速發展，而同時，人們對無線通信技術的高速率和大帶寬要求越來越強烈，這促使人們不斷去開發利用更高頻帶資源和研究超高頻的無線通信技術。而同時，無線通信集成電路卻朝著高度集成的片上系統的方向發展，低功耗已成為無線集成電路設計的必然要求，此時低功耗的本振信號產生電路也變得非常重要。對于厘米波和毫米波的本振信號產生電路中的高頻段分頻器，如果繼續采用傳統的電流模式邏輯（CML）電路，其功耗會隨著工作頻率的增加而急劇增加，基于LC的注入鎖定分頻器（ILFD）不僅可以工作在很高的頻段，其在低功耗方面也有非常明顯的優勢。注入鎖定分頻器是向一個振蕩電路中注入一個比較強的二倍頻信號，從而牽引振蕩器并使之鎖定到注入信號的1/2頻率。然而注入鎖定分頻器的缺點在于它的工作頻率范圍非常有限，工藝、溫度、電壓等方面的偏差會嚴重影響注入鎖定分頻器的穩定性。因此，寬鎖定范圍注入鎖定分頻器又成為一個很大的設計挑戰。

對于傳統的注入鎖定分頻器，其鎖定范圍與諧振回路的Q值有很大關系，高Q值的電路鎖定范圍較小，低Q值的電路鎖定范圍較大，但功耗比較大，而其輸出擺幅往往較小，這對后級電路非常不利。另一方面，對于工作頻率很高的電路，經一級除二分頻器之后，其頻率仍然很高，這時如果采用CML電路分頻，仍然存在較為嚴重的功耗問題。因此，具有高分頻比的注入鎖定分頻器成為新的研究熱點。目前高分頻比的注入鎖定分頻器架構主要采用單諧振回路分頻器，其中除三、除四分頻器較多，但單諧振回路產生高分頻比的諧波分量比較困難，所以鎖定范圍十分有限。但級聯型高分頻比注入鎖定分頻器其前級輸出擺幅小，二次諧波分量大，這使得后級更難以實現寬鎖定范圍，因此除四注入鎖定分頻器的鎖定范圍要比除二注入鎖定分頻器的鎖定范圍小許多。如果在級間插入濾波整相放大電路，勢必會增加整個分頻器鏈路的功耗和面積。

發明內容

本發明的目的是設計一種電源電壓低、鎖定范圍寬、直流功耗小的用于頻率綜合電路中的除四注入鎖定分頻器（ILFD），可工作在厘米波或毫米波頻段。

本發明設計的用于頻率綜合電路中的除四注入鎖定分頻器，由兩級結構相同的除二注入鎖定分頻器組成，如圖1所示。電路的輸入信號與第一級注入鎖定分頻器之間、第一級注入鎖定分頻器與第二級注入鎖定分頻器之間、第二級注入鎖定分頻器與輸出之間都是采用電容耦合以實現直流隔離。直流偏置電壓V_b1、V_b2、V_b3、V_b4由外部輸入，并通過交流隔離電阻R1、R2、R3、R4，分別加載在直接注入管M1、尾電流源管管M2、直接注入管M5、尾電流源管管M6的柵極上，如圖2所示。

其中，每個除二注入鎖定分頻器由負載電感和負載電容、交叉耦合管、直接注入管以及尾電流源管組成。其中直接注入管M1和直接注入管M5兩個晶體管采用直接注入，輸入信號耦合到它們的柵極上，注入電流通過它們的源漏極直接注入到諧振回路中去，通過偏置電壓V_b1、V_b3調節它們的偏置電壓；尾電流源管M2和尾電流源管M6兩個晶體管采用尾電流源注入，輸入信號耦合到它們的柵極上，注入信號經它們反相后再通過交叉耦合管M3、交叉耦合管M4和交叉耦合管M7、交叉耦合管M8注入到諧振回路中去，通過偏置電壓V_b2、V_b4調節它們的偏置電壓。直接注入管M1和尾電流源管M2柵極上所加的輸入信號為反相信號，直接注入管M5和尾電流源管M6柵極上所加的信號也為反相信號，如圖2所示。

交叉耦合管M3、交叉耦合管M4和交叉耦合管M7、交叉耦合管M8為諧振電路提供負阻。其中交叉耦合管M3、交叉耦合管M4的共源端接在尾電流管M2的漏極上；交叉耦合管M3的漏極和交叉耦合管M4柵極相連并接在第一級的輸出節點V_x-，交叉耦合管M4的漏極和交叉耦合管M3柵極相連并接在第一級的輸出節點V_x+；交叉耦合管M7、交叉耦合管M8的共源端接在尾電流管M6的漏極上；交叉耦合管M7的漏極和交叉耦合管M8柵極相連并接在第一級的輸出節點V_out-，交叉耦合管M8的漏極和交叉耦合管M7柵極相連并接在第一級的輸出節點V_out+，如圖2所示。