[發明專利]多帶OFDM超寬帶系統聯合載波和采樣頻偏估計方法

無效

• 申請號: 201010104117.6
• 申請日: 2010-01-29
• 公開（公告）號: CN101789926A
• 公開（公告）日: 2010-07-28
• 發明（設計）人: 朱剛;孫金芝;錢逸群;艾渤;鐘章隊;許榮濤
• 申請（專利權）人: 北京交通大學
• 主分類號: H04L27/26
• 分類號: H04L27/26;H04L25/02;H04L25/03
• 代理公司: 北京眾合誠成知識產權代理有限公司 11246
• 代理人: 黃家俊

1.多帶OFDM超寬帶系統聯合載波和采樣頻偏估計方法，其特 征在于，包括以下步驟：

步驟一：改進延遲間隔，對傳統Schmidl&Cox方法進行修正； 具體說明如下：

假設在第r個帶組的第d_i個頻帶上傳輸，r＝0-5，d_i＝1-3，OFDM 符號經過UWB信道傳輸后，接收到的等效基帶信號r(t)為

r(t)=Σi1NΣk=0N-1Hi,kXi,kej2π(k·f0+Δfdi+3r)(t-iMTs)+w(t)=rw(t)ej2πΔfdi+3rt+w(t)]]>

上式中，rw(t)=Σi1NΣk=0N-1Hi,kXi,kej2π[k·f0(t-iMTs)-Δfdi+3riMTs]]]>

以上兩式中，X_i，k為第i個OFDM符號第k個子載波上的復調制符 號，N為子載波數；M為OFDM符號包含的樣值總數；T_s為發射端 采樣間隔，f₀為子載波間隔，H_i，k為第i個OFDM符號第k個子載波上 的復信道響應，w(t)為復加性高斯白噪聲，為傳送第i個符號時 對應頻帶的偏移量；

采樣頻偏和載波頻偏均來自晶振頻偏，SFO與CFO具有相同ppm 頻偏值，即δ=Δfdi+3r/fdi+3r=Δfs/fs,]]>其中f_s、Δf_s為采樣頻率 及采樣頻偏，接收端采樣間隔因此，當 t＝(iM+n)T′_s時，可以得到第i個OFDM符號的第n個時域樣值為

ri,n=ej2πΔfdi+3r(iM+n)Ts′rw((iM+n)Ts′)]]>

=ej2πΔfdi+3r(iM+n)Ts′1NΣk=0N-1X~i,kej2πknN(1+δ)+wi,n]]>

上式中，n＝1，2…M，X~i,k=Hi,kXi,ke-j2πiMkN(δ1+δ+Δfdi+3r),]]>w_i，n為噪聲 項；

因為不同PS和FS符號對應樣值相同，得到如下關系式：

r_w(nT′_s)＝r_w((M+n)T′_s)＝r_w((2M+n)T′_s)＝…r_w((23M+n)T′_s)

用D表示延遲間隔，D為兩個OFDM符號的延遲間隔；對于BG1和 BG2，在MB-OFDM?UWB系統中要對D做相應的修正，D的取值與跳 頻方式TFC有關，且不唯一；當TFC＝1，2時，D＝3m；TFC＝3，4 時，D＝m或6m；TFC＝5，6，7時，D＝m；TFC＝8，9，10時，D＝2m， m為正整數；

得出以下關系式：

ri,n*·ri+D,n=[e-j2πΔfdi+3r(iM+n)Ts′rw*((iM+n)Ts′)+wi,n*]·[ej2πΔfdi+3r((i+D)M+n)Ts′rw(((i+D)M+n)Ts′)+wi+D,n]]]>

=ej2πΔfdi+3rDMTs′|rw((iM+n)Ts′)|2+W]]>

其中，W為總的噪聲項；

步驟二：利用修正的Schmidl&Cox方法分別估計各個頻帶的載 波頻偏，具體說明如下：

不同OFDM符號對應樣值之間存在一個固定的相位偏差：

那么可以將在一個符號范圍內進行累加取平均：

利用帶組r內d_i個頻帶上接收到的第i和第i+D個前導符號以及 這兩個前導符號對應樣值之間存在的固定相位差我們可以估計出 第r個帶組內d_i個頻帶的頻偏估計值

步驟三：計算上述各個頻帶的以ppm為單位的載波頻偏，并進 行多帶平均，具體說明如下：

各子載波頻偏具有相同的以ppm為單位的頻偏值，即

Avppm=Δf^3r+1f3r+1=Δf^3r+2f3r+2=Δf^3r+3f3r+3=Δf^sfs]]>

多帶平均得：

Avppm,r=1mrΣdi=1mrΔf^di+3r/fdi+3r]]>

其中，r為帶組序號，r∈[0，1…5]，m_r為帶組r內的頻帶數，當 r＝0，1，2，3，5時，m_r＝3；r＝4時，m_r＝2；

步驟四：利用多帶平均后的結果，計算各個頻帶的載波頻偏，并 同時計算出采樣頻偏。

2.根據權利要求1所述的多帶OFDM超寬帶系統聯合載波和采 樣頻偏估計方法，其特征在于，所述各頻帶載波頻偏的計算公式為：

Δf~final,di+3r=Avppm,r·fdi+3r;]]>

所述采樣頻偏的計算公式為：

Δf~final,s=Avppm,r·fs.]]>