[發明專利]反激式開關轉換器控制器集成電路及方法

有效

• 申請號: 200910138210.6
• 申請日: 2009-05-08
• 公開（公告）號: CN101820229A
• 公開（公告）日: 2010-09-01
• 發明（設計）人: 陶志波;麥特·葛鑲
• 申請（專利權）人: 技領半導體(上海)有限公司;技領半導體國際股份有限公司
• 主分類號: H02M7/44
• 分類號: H02M7/44;H02M3/24;H03K7/06;H03K7/08
• 代理公司: 上海泰能知識產權代理事務所 31233
• 代理人: 黃志達

技術領域

本發明涉及開關轉換器，尤指一種反激式開關轉換器控制器集成電路及方 法。

背景技術

圖1(現有技術)是交流-直流(AC/DC)反激式恒壓(CV)開關轉換器1 的圖。四二極管式全波整流器2和相關聯的電容器3將輸入引線4與5之間的 幅值為110伏的交流(AC)信號轉換成節點6上的近似直流(DC)電。節點7 是節點6上的DC電壓的相對接地點。轉換器1通過將開關8迅速地切換成導通 和非導通狀態來工作。當開關8導通時，初級電流12從DC節點6流經變壓器 10的初級9、導通的開關8、檢測電阻器11而到達接地節點7。當初級電流12 流動時，變壓器中的磁場中會積聚能量。然后，使開關8變成非導通狀態。變 壓器中的崩潰的磁場使電流脈沖13在變壓器的次級14中流動。該次級電流脈 沖被二極管15和電容器16整流成DC輸出電壓(VOUT)。輸出電壓(VOUT)存在于 輸出端子17和18之間。電壓檢測器20通過包含電阻器21和22的電阻性分壓 器來檢測輸出電壓。控制器集成電路19通過電壓檢測器20、光耦合器23、導 體24和反饋端子25監測DC輸出電壓的大小。變壓器10還具有第三繞組26。 當初級中的電流流動停止時，崩潰的磁場還使電流脈沖在輔助繞組26中流動。 該電流被整流器二極管28和電容器29轉換成節點27上的DC電壓。來自節點 27的電源電壓通過電源電壓端子30為控制器集成電路19供電。在初級電流12 流動期間，檢測在檢測電阻器11兩端形成的電壓并使用該電壓作為對峰值初級 電流的指示。控制器集成電路19具有限流電路，用于在初級電流脈沖期間檢測 電阻器11兩端的電壓超過預定電壓時通過終止流過初級的電流脈沖來限制峰 值初級電流。對峰值初級電流的此種限制用于限制轉換器1的最大輸出功率。 方塊31表示轉換器1上的負載。輸出電流IOUT是轉換器1供給負載31的電流。

圖2(現有技術)是圖解說明圖1所示電路的操作的圖。在其CV模式中， 轉換器1試圖使輸出引線17和18之間的輸出電壓(VOUT)保持在所調節的輸出 電壓(VREG)。在本例子中，所調節的輸出電壓(VREG)為5.0伏。然而，如果輸 出引線之間的負載非常大而使得轉換器須供應峰值電流高于預設電流限值的初 級電流脈沖，則輸出電壓(VOUT)不會維持在所期望的輸出電壓(VREG)，并且輸 出電壓(VOUT)會下降。當控制器1以CV模式工作時，則轉換器的操作是沿圖 2中的線90。當控制器1以限流模式工作時，轉換器的操作是沿圖2中的線91。

圖3是簡化的波形圖，其圖解說明控制器集成電路1可用來控制開關8以 在CV模式中將輸出電壓(VOUT)調節到VREG的第一種方式。該技術被稱為“脈 沖寬度調制”。如果在每單位時間中應傳遞更少的能量給負載31才能使電壓 VOUT保持在所調節的VREG值，則集成電路19使供給開關8的控制信號的脈沖 變窄。圖3的左側圖解說明具有相對寬的脈沖的開關控制信號。在開關的接通 時間期間允許初級9中的電流升高至更高的峰值電流值，并且該高的峰值使得 當開關斷開時的次級電流具有相應高的脈沖。

圖3的右側圖解說明具有相對較窄的脈沖的開關控制信號。在開關8的每 次接通的時間期間，不允許初級9中的電流升高到與在寬脈沖情形中一樣高的 峰值電流值。相應地，在次級14中所感應的電流脈沖的大小也變小。控制器集 成電路19調節脈沖寬度，以使VOUT保持在所期望的VREG。

圖4是簡化的波形圖，其圖解說明控制器集成電路19可用來控制開關8 以在CV模式中將電壓VOUT調節到VREG的第二種方式。該技術被稱為“脈沖頻 率調制”。如果在每單位時間中應傳遞更少的能量給負載31才能使電壓VOUT 保持在所調節的VREG值，則集成電路19減少在每單位時間中供給開關8的脈 沖數量。所有脈沖均為相同的寬度，因此在每個開關接通時間期間峰值初級電 流的大小相同，并且所感應的次級電流脈沖的大小也相同。然而，改變每單位 時間中這些脈沖的數量，以控制每單位時間中供給負載31的能量的量，從而將 VOUT調節到所期望的VREG。圖4的左側圖解說明具有高的脈沖頻率的開關控制 信號。圖4的右側圖解說明具有低的脈沖頻率的開關控制信號。