[發明專利]一種電流控制同步整流驅動電路

有效

• 申請號: 200910099060.2
• 申請日: 2009-06-08
• 公開（公告）號: CN101567636A
• 公開（公告）日: 2009-10-28
• 發明（設計）人: 吳新科;姜德來;郭曉君;華桂潮
• 申請（專利權）人: 英飛特電子(杭州)有限公司
• 主分類號: H02M7/12
• 分類號: H02M7/12
• 代理公司: 浙江杭州金通專利事務所有限公司
• 代理人: 沈孝敬

技術領域

本發明涉及一種同步整流驅動電路。更具體地說，本發明涉及一種適用于倍壓輸出的電流控制同步整流驅動電路的能量回饋方式。

背景技術

隨著半導體工藝的進步，中低壓MOSFET的導通電阻越來越小，因此在低壓大電流的開關電源中，為了降低導通損耗，一般都采用同步整流技術。在一些中低壓直流變換的應用中，變換器的輸出電壓一般為達到48伏以上，這種電壓等級采用半波整流或者中心抽頭整流結構，會導致整流器件的電壓應力很高，無法采用低壓器件，降低導通損耗。當電壓高于60V輸出時，一般只能采用二極管整流方式，因為200V以上電壓等級的MOSFET成本較高，導通電阻較大，已經不適合在同步整流技術中應用。考慮到變壓器漏感與MOSFET漏源之間的結電容會有振蕩，造成電壓尖峰，因此整流器件的電壓應力會超過理想情況下的電壓。

倍壓整流技術可以消除整流器件上的電壓尖峰，降低電壓應力，使整流器件承受的耐壓保持在輸出電壓。因此，采用這種結構能夠采用低壓MOSFET作為同步整流，降低導通損耗。但是，傳統的通過采樣電流信號驅動MOSFET的方法用到的電流互感器匝數很多，尤其當輸出電流很大時，會導致電流互感器傳遞到驅動電路的能量太多，如果這部分多余能量無法回饋到輸出電壓源，就會造成額外的損耗。由于倍壓整流輸出結構的特殊性，其中一個同步整流的驅動需要浮地。因此采用傳統的電流控制驅動方式時，兩個同步整流管的驅動能量無法同時回饋到輸出。

發明內容

為了能夠將電流互感器傳遞到驅動電路中的多余能量回饋到輸出，本發明提出了一種新的解決方案。利用一種T型倍壓整流結構的特殊性，使輸出倍壓整流的橋臂中的上管的驅動能夠箝位到中間的儲能電容，并且通過一個二極管，將下管的驅動多余能量回收到同一個儲能電容。電路實現簡單，提高了驅動效率。

為此，本發明采用以下的技術方案：適用于T型倍壓整流的兩個同步整流管的驅動能量同時回饋到輸出的同步整流驅動電路，包括箝位與能量回饋電路，高頻變壓器T1、電流互感器CT1、中間的儲能電容C1、輸出電容C2、同步整流管SR1、同步整流管SR2和兩個分別用于驅動同步整流管SR1和同步整流管SR2的驅動電路，其特征在于輸出倍壓整流的橋臂中的上管的驅動能夠箝位到中間的儲能電容C1，并且下管的驅動多余能量回收到同一個儲能電容C1；

所述的每個驅動電路包括：

一個整形與復位電路，將電流互感器CT1二次側檢測出來的受控的同步整流管的電流信號轉換為電壓信號并整形后形成驅動信號，并且在該同步整流管電流為零時使電流互感器CT1復位；所述的整形與復位電路的輸入端接電流互感器CT1其中的一個二次側；

一個驅動自供電電路，將電流互感器CT1采集的能量進行存儲，并產生一個隨同步整流管中半個開關周期內電流的平均值變化而變化的電壓源，給整個驅動電路供電；所述的驅動自供電電路的輸入端接電流互感器CT1的二次側，其輸出端接推挽功率放大電路及箝位與能量回饋電路；

一個推挽功率放大電路，將從整形與復位電路輸出的驅動信號進行功率放大后驅動相應的同步整流管；所述的推挽功率放大電路的輸入端接整形與復位電路的輸出端，其輸出端連接受控的同步整流管的門極；

所述的箝位與能量回饋電路，將驅動自供電電路的電壓箝位到中間的儲能電容C1，并將電流互感器CT1采集的多余能量回收到同一個儲能電容C1；箝位與能量回饋電路的輸入端接驅動自供電電路，其輸出端接儲能電容C1。

與現有技術相比，本發明的有益效果是：

1、可以充分回收驅動能量，提高效率

2、降低了互感器的設計要求，信號繞組匝數減少，降低了成本。

3、可以用于兩個互感器的驅動電路，也可以用于單個互感器的驅動電路，應用場合比較靈活。

根據本發明，驅動電路與主電路可以采用這樣的連接方式：高頻變壓器T1的非同名端接電流互感器CT1一次側繞組N1的非同名端，高頻變壓器T1的同名端接中間儲能電容C1的正極；同步整流管SR1的源極接中間儲能電容C1的負極及同步整流管SR2的漏極，同步整流管SR1的漏極接輸出電容C2的正極及電流互感器CT1一次側繞組N1的同名端，門極與其驅動電路的輸出端相連；輸出電容C2的負極接同步整流管SR2的源極；同步整流管SR2的門極與其驅動電路的輸出端相連。