[發明專利]用于開關型電源轉換系統的二階段前沿消隱濾波器

有效

• 申請號: 200910048896.X
• 申請日: 2009-04-07
• 公開（公告）號: CN101534046B
• 公開（公告）日: 2011-05-04
• 發明（設計）人: 郭亮;林立謹
• 申請（專利權）人: 上海源賦創盈電子科技有限公司
• 主分類號: H02M1/14
• 分類號: H02M1/14;H02M7/02
• 代理公司: 上海光華專利事務所 31219
• 代理人: 余明偉

技術領域

本發明涉及一種前沿消隱濾波器，特別涉及一種用于開關型電源轉換系統的二階段前沿消隱濾波器。

背景技術

在開關型電源系統(SMPS，即Switching?Mode?Power?supply)中，AC-DC轉換系統是很重要的一類，而電流輸出控制能力是AC-DC轉換系統的一個極其重要的指標，因此，AC-DC轉換系統常設置一初級電感的最大電流控制器，用于控制輸出的最大電流。而離線式單邊穩壓控制系統因其需要的外圍器件少(尤其是需要的電感少)、控制回路簡單、體積小、及便于攜帶等特點，被廣泛應用在電池充電器控制系統中。

請參閱圖1，其為現有的離線式單邊穩壓控制系統的初級電感最大電流控制器示意圖，當驅動管Q1導通時，流經初級電感的電流經驅動管Q1后，在取樣電阻Rsense上形成電壓信號Vsense，被輸入至比較器OpAmp，與預設的閾值電壓Vref進行比較，當Vsense＞Vref，CC_ctrl輸出”H”信號，說明此時，初級電感的電流已經達到允許的最大值，控制系統于是關斷驅動管Q1等待下一次開啟。所述驅動管Q1可根據不同的實際系統，采用IGBT、NMOS、或NPN管等。

系統設計時，為降低在取樣電阻Rsense上的能源損耗，預設的閾值電壓Vref都比較小，然而由于驅動管Q1在開啟瞬間輸出一個瞬態大電流，然后再恢復為正常電流，由此在取樣電阻Rsense上會產生一個瞬態電壓脈沖(Voltage?Glitch)，如果這個電壓脈沖(Voltage?Glitch)超過預設的閾值電壓Vref，就會導致驅動管Q1誤關斷。為避免此種情形的發生，在比較器OpAmp與取樣電阻Rsense之間又增加了一階段前沿消隱(Lead-edge?Blanking)器，請參閱圖2，一階段前沿消隱器由電阻R1和電容C1組成，如果驅動管Q1采用的是NMOS管，那么RC常數的典型值一般約為200ns，若驅動管Q1采用的是NPN管，那么RC常數常見的典型值約為500ns。

但是這種前沿消隱(Lead-edge?Blanking)器還是存在一個很大的問題：即在濾除瞬態電壓脈沖的同時，使取樣電壓也產生了延遲(Delay)，導致最終測得的取樣電壓VCS(即圖中A點的電壓VA)高于預設的閾值電壓Vref；同時，由于集成電路制造工藝存在一定偏差，設計的RC濾波器時間常數隨工藝波動而變化，而外部應用環境不同會導致取樣電壓VCS上升速率不同，這兩大因素同時作用導致取樣電壓VCS與預設的閾值電壓Vref偏差可能達到20％甚至30％以上，這對系統控制是極為不利的。

以驅動管Q1是NPN管為例，若RC常數為500ns，閾值電壓Vref＝0.5V，典型取樣電壓VCS上升速率為0.25V/us，則如圖3a所示，最后測得的取樣電壓VCS＝0.628V，比閾值電壓大25.6％；如果VCS上升速率增大為0.4V/us，而這時由于工藝偏差，導致RC常數增大30％到650ns，則如圖3b所示，最后測得的取樣電壓VCS＝0.753V，比閾值電壓大50.6％；如果VCS上升速率降低為0.15V/us，而這時由于工藝偏差，導致RC常數減小30％到350ns，則如圖3c所示，測得的取樣電壓VCS＝0.554V，比閾值電壓大10.8％。如此，當以VCS上升速率為0.25V/us作為典型值設計系統時，在不考慮其它參數的影響時，僅由于工藝偏差及應用環境不同就會導致系統的偏差達到+25％～-14.8％。

因此，需要對現有開關型電源轉換系統中的濾波電路進行改進，使其既可以濾除驅動管Q1開啟時所產生的電壓脈沖(Voltage?Glitch)，同時又能將取樣信號幾乎沒有延遲的傳送至比較器。

發明內容

本發明的所要解決的技術方案是提供一種用于開關型電源轉換系統的二階段前沿消隱濾波器。