[發明專利]一種適用于分組傳輸的OFDM載波頻偏估計方法

無效

• 申請號: 200910020638.0
• 申請日: 2009-04-15
• 公開（公告）號: CN101588338A
• 公開（公告）日: 2009-11-25
• 發明（設計）人: 曹葉文;李新花
• 申請（專利權）人: 山東大學
• 主分類號: H04L27/26
• 分類號: H04L27/26;H04L27/38;H04L25/03
• 代理公司: 濟南圣達專利商標事務所有限公司
• 代理人: 張 勇

1.一種適用于分組傳輸的OFDM載波頻偏估計方法，其特征是，它在正交頻分復用系統中執行以下步驟：

1)利用偽隨機序列具有良好的自相關特性，提供包括兩個相同重復模塊的時域訓練符號(s_n，n＝0，1，...，N-1)，時域訓練符號(s_n，n＝0，1，...，N-1)由頻域符號(S_l，l＝0，1，...，N-1)經過IFFT變換得到；式中，N為子載波個數，s_n(n＝0，1，...，N-1)是時域訓練符號的第n個樣值，S_l(l＝0，1，...，N-1)是頻域符號第l個子載波上的取值；

相應的頻域符號由下式給出

Sl=2Pm,l=2m,m=0,1,2,...,N/2-10,l=1,3,...,N-1---(1)]]>

其中N為子載波個數，P_m(m＝0，1.2，...，N/2-1)是偽隨機序列中的第m個取值，并且P_m∈{-1，1}，S_l(l＝0，1，...，N-1)是頻域符號第l個子載波上的取值；

接下來經過IFFT調制產生時域訓練符號，它包括兩個相同重復的模塊

sn=1NΣl=0N-1Slexp(j2πnlN),n=0,1,...,N-1---(2)]]>

其中N為子載波個數，s_n(n＝0，1，...，N-1)是時域訓練符號的第n個樣值，S_l(l＝0，1，...，N-1)是頻域符號第l個子載波上的取值，j代表

2)在時域訓練符號(s_n，n＝0，1，...，N-1)前加入長度為L的循環前綴構成完整的OFDM符號，即{s_-L，s_-L+1，...s_-1，s₀，s₁，...，s_N-1}；經過多徑信道，由于發送端接收端晶體振蕩頻率的不同，存在頻率偏差ε，ε是歸一化頻偏，即實際頻偏與子載波間隔的比值，得到攜帶頻偏信息的接收OFDM符號(r_n，n＝-L，-L+1，...，0，1，...，N-1)，式中，r_n(n＝-L，-L+1，...，0，1，...，N-1)是接收OFDM符號的第n個樣值；

3)根據接收OFDM符號(r_n，n＝-L，-L+1，...，N-1)中相隔N/2的樣值對{r_n，r_n+N/2}(n＝-L，-L+1，...，N/2-1)存在πε的相位旋轉，得到細頻偏估計式中r_n，r_n+N/2(n＝-L，-L+1，...，N/2-1)分別為接收OFDM符號的第n和n+N/2個樣值；由于載波頻偏的存在使得在接收端一個OFDM符號周期內，相隔N/2的樣值對存在πε的相位旋轉，綜合利用訓練符號中相同重復模塊的相關，以及循環前綴與訓練符號中第一部分對應樣值對的相關，可以得到細頻偏估計，即

γ1=Σn=0N/2-1rn*rn+N/2---(4)]]>

γ2=Σn=-L-1rn*rn+N/2---(5)]]>

ϵ^fine=1πN/2N/2+Langle(γ1)+1πLN/2+Langle(γ2)---(6)]]>

其中上標符號^*表示取復數共軛，angle(·)表示取(·)的幅角，N為子載波個數，L是循環前綴長度，是接收OFDM符號的第n個樣值的復數共軛，r_n+N/2是接收OFDM符號的第n+N/2個樣值，γ₁是接收OFDM符號中訓練符號的相同重復模塊的相關值，γ₂是循環前綴與訓練符號第一部分對應樣值對的相關值，為細頻偏的估計值；

由于相位函數的周期性，所以實際頻偏有下列特性

ϵ=ϵcoarse+ϵfine=2g+ϵfine≈2g+ϵ^fine---(7)]]>

其中g為整數，ε_fine和ε_coarse分別是細頻偏和粗頻偏，ε為實際的歸一化頻偏即實際頻偏與子載波間隔的比值，為細頻偏估計值；

4)得到細頻偏估計之后，對接收OFDM符號(r_n，n＝-L，-L+1，...，N-1)進行細頻偏補償得到補償后的OFDM符號(r′_n，n＝-L，-L+1，...，N-1)；

5)對補償后的OFDM符號(r′_n，n＝-L，-L+1，...，N-1)中去除循環前綴后的訓練符號部分(r′_n，n＝0，1，...，N-1)進行FFT變換，得到接收端解調的頻域符號(R_k，k＝0，1，...，N-1)；

6)利用偽隨機序列良好的自相關特性，通過接收端頻域符號(R_k，k＝0，1，...，N-1)和發送端頻域符號(S_l，l＝0，1，...，N-1)循環移位的相關峰值檢測，可以得到粗頻偏估計由于在發送端頻域的偶數子載波上發送的是偽隨機序列，偶數倍頻偏只會引起接收符號的循環移位，所以利用偽隨機序列良好的自相關特性，粗頻偏估計可以通過下面的峰值檢測得到

ϵ^coarse=2{argmaxg[|Σk=0N/2-1R2k*S(2k-2g)N|2(Σk=0N/2-1|R2k|2)2]},g=-N/4,-N/4+1,...,N/4---(11)]]>

其中N為子載波個數，g是模糊周期的個數，上標符號^*表示取復數共軛，是接收端解調得到的頻域符號的第2k個取值的復數共軛，是發送端頻域符號第2k個子載波上的取值S_2k以N為周期循環右移2g后的值，是粗頻偏的估計值，表示取{·}最大時對應的g值；

由式(11)，通過粗頻偏估計，頻偏估計范圍可由±1個子載波間隔擴大到整個信號帶寬，即(-N/2，N/2)；

7)根據粗頻偏估計直接在接收端頻域對接收端頻域符號(R_k，k＝0，1，...，N-1)作相應的粗頻偏補償，載波頻偏估計即為粗頻偏估計和細頻偏估計的相加之和。