[實用新型]實現管腳復用的電源轉換器及集成電路封裝

無效

• 申請號: 200820105284.0
• 申請日: 2008-04-18
• 公開（公告）號: CN201409089Y
• 公開（公告）日: 2010-02-17
• 發明（設計）人: 黃樹良;邁特·格鑲;龔大偉;陶志波
• 申請（專利權）人: 技領半導體(上海)有限公司;技領半導體國際股份有限公司
• 主分類號: H02M5/06
• 分類號: H02M5/06;H02M7/12;G05F1/10
• 代理公司: 上海泰能知識產權代理事務所
• 代理人: 黃志達

技術領域

本實用新型涉及電源變換領域，尤其涉及一種實現管腳復用的電源轉換器及集成電路封裝。

背景技術

多年來，各種用于恒流恒壓反激式電源的控制IC(集成電路)已經得到發展和應用，其應用包括離線式AC/DC(交流/直流)電源適配器、充電器和移動設備的備用電源。

圖1為一種現有的典型的通過變壓器11次級來控制的恒流輸出反激式變換器10的電路圖。變壓器11包含三個繞組：初級繞組Lp，次級繞組Ls和輔助繞組La。反激式變換器10包含一個作為初級開關的外接MOSFET(金屬氧化物半導體場效應晶體管)12，一個表示變壓器11銅線繞組其阻抗損耗的次級電阻13，第一個電流感應電阻14，次級整流管15，輸出電容16，光耦17，第二個電流感應電阻18，偏置電阻19，電流限制三極管20以及采用傳統的峰值電流模式脈沖寬度調制(PWM)的控制IC?21。控制IC?21起動的初始能量由電阻22和電容23提供。當反激式變換器10穩定后，變壓器11的輔助繞組La通過整流器24為控制IC?21提供能量。第二個電流感應電阻18和三極管20控制輸出電流。三極管20調節第二個電流感應電阻18其兩端電壓為預設的基極發射極電壓(VBE)。因此反激式變換器10的輸出電流等于VBE除以第二個電流感應電阻18其電阻值。反激式變換器10的缺點之一是基極發射極電壓VBE和輸出電流都隨溫度而變化。而且，VBE會導致重大的功率損耗。另外，為了安全所要用到的光耦17會增加總的材料成本，從而導致反激式變換器10的成本昂貴。

圖2A為現有的第二種典型的通過變壓器11初級來控制的恒流輸出反激式變換器25的電路圖。它與圖1中的現有技術相比，反激式變換器25不包含反激式變換器10中的光耦和變壓器次級電流感應元件。但是反激式變換器25具有輸出電流不準確性，其原因為：(a)變壓器初級電感的變化，和(b)流過初級電感Lp實際的峰值電流與通過電流感應電阻14感應到的峰值電流有微小的差別。變壓器11其初級電感值的變化會導致反激式變換器25的輸出電流隨之變化。初級電感Lp的峰值電流與感應電阻14上的壓降Vcs感應到的峰值電流有微小的差別，其原因為控制IC?21其電流感應比較器的信號傳輸具有延遲，并且關閉外接MOSFET?12也具有延遲。

圖2B為圖2A中的反激式變換器25峰值電流的檢測誤差的示意圖。圖2B中柵極(GATE)波形為圖2A中作為主開關的MOSFET?12的柵極開/關驅動電壓的波形圖。在T1時間，GATE變為高，MOSFET?12導通。初級電感電流I_LP以dI/dt＝Vp/Lp的斜率線性的斜坡上升，其中Vp為初級電感兩端的電壓，Lp為初級電感的電感值。因此感應電阻上的壓降Vcs也會按比例的斜坡上升。當感應電壓信號Vcs在T2時間達到Vref(參考電壓)時，初級峰值電流Ip即Vref/Rcs，其中Rcs為電流感應電阻14的阻值。但由于控制IC?21的電流限制比較器的信號傳輸延遲和PWM控制邏輯和驅動的延遲，GATE直到T3時間才變為低從而關斷。(T3-T2)就是GATE關斷的延遲時間。MOSFET?12的漏極電壓在開關關斷的T3時間會突然變高，但初級電感電流I_LP會繼續升高直到T4時間，此時MSOFET?12的漏極電壓升高到VIN，初級電感Lp上的電壓極性反轉。結果，初級電感的最終峰值電流是Ipf而不是Ip。不幸的是，初級電感最終的峰值電流Ipf會變化，因為(T3-T2)和(T4-T3)會隨溫度的變化、輸入電壓的不同、IC工藝變化、外部器件的偏差和PCB板布局的差異而變化。所有的這些變化將產生誤差，從而導致反激式變換器25其輸出電流不精確。

綜上所述，要尋求一種通過初級來控制并且成本低的用于校準反激式變換器輸出電流的方法。這種方法通過減少使用IC和外部元件的數目來消除如上所述現有技術的缺陷。這種方法不需要次級電路和光耦。此外，反激式變換器的輸出電流盡可能最大的不受溫度的變化、輸入電壓的不同、IC工藝的變化、外部元件的偏差和PCB布局的差異等的影響。

實用新型內容

本實用新型所要解決的技術問題是提供一種具備管腳復用的電源轉換器及集成電路封裝，它可以降低反激式變換器的成本。

為了解決以上技術問題，本實用新型提供了如下技術方案：