[發(fā)明專利]一種基于大規(guī)模MIMO-OTFS的徑分多址接入方法

有效

• 申請(qǐng)?zhí)枺?/td>: 202010771007.9
• 申請(qǐng)日: 2020-08-04
• 公開（公告）號(hào): CN112087247B
• 公開（公告）日: 2021-10-08
• 發(fā)明（設(shè)計(jì)）人: 張順;李牧野;李紅艷;馬建鵬;劉禹杉
• 申請(qǐng)（專利權(quán)）人: 西安電子科技大學(xué)
• 主分類號(hào): H04L25/02
• 分類號(hào): H04L25/02
• 代理公司: 西安長(zhǎng)和專利代理有限公司 61227
• 代理人: 黃偉洪

1.一種基于大規(guī)模MIMO-OTFS的徑分多址接入方法，其特征在于，所述基于大規(guī)模MIMO-OTFS的徑分多址接入方法包括：

基于大規(guī)模均勻線性陣列天線，構(gòu)建大規(guī)模MIMO時(shí)變上行信道模型；

基于OTFS調(diào)制，得到大規(guī)模MIMO-OTFS角度-延遲-多普勒域接收信號(hào)模型和角度-延遲-多普勒域上行主、次3D信道模型；

以信道模型為基礎(chǔ)，利用大規(guī)模MIMO-OTFS信道在角度-延遲-多普勒域的彌散特性，設(shè)計(jì)用戶角度域分組和路徑調(diào)度算法，在用戶端合理分配角度域資源，確保不同用戶的觀測(cè)區(qū)域在接收端的角度-延遲-多普勒域3D立方體區(qū)域上正交；

在調(diào)度好的接收格點(diǎn)位置接收不同用戶的導(dǎo)頻和有效數(shù)據(jù)，使用最小二乘LS估計(jì)器估計(jì)其信道，并用最大比合并MRC的方法進(jìn)行數(shù)據(jù)恢復(fù)；

使用上行傳輸中的用戶分組和路徑調(diào)度算法指導(dǎo)下行接入過程，設(shè)計(jì)一種低復(fù)雜度的下行波束形成策略；

所述基于大規(guī)模MIMO-OTFS的徑分多址接入方法的上行接入流程；首先，用戶將數(shù)據(jù)映射在調(diào)度算法給本用戶分配的延遲-多普勒域的格點(diǎn)上，經(jīng)過OTFS調(diào)制轉(zhuǎn)換到時(shí)頻域發(fā)送出去；在基站端經(jīng)過OTFS解調(diào)器，將接收信號(hào)變換到天線-延遲-多普勒域，再沿天線做DFT，將信號(hào)變換到角度-延遲-多普勒域；基站在期望接收的角度-延遲-多普勒域格點(diǎn)分別解映射并接收每個(gè)用戶的信號(hào)，使用導(dǎo)頻估計(jì)每個(gè)用戶的角度-延遲-多普勒域信道，然后使用MRC恢復(fù)每個(gè)用戶的數(shù)據(jù)；下行過程與上行類似，但在發(fā)送數(shù)據(jù)之前增加了波束形成向量的設(shè)計(jì)，最后在用戶端估計(jì)等效信道并恢復(fù)數(shù)據(jù)；

所述基于大規(guī)模MIMO-OTFS的徑分多址接入方法的大規(guī)模MIMO-OTFS信道模型的構(gòu)建包括：

步驟一：考慮高移動(dòng)場(chǎng)景下單小區(qū)毫米波大規(guī)模MIMO系統(tǒng)，基站服務(wù)K個(gè)隨機(jī)分布的單天線用戶；基站配備有N_r根天線的均勻線性陣列，且N_r＞＞K；空間中存在著散射體，用戶信道由多條傳播路徑組成；無線信號(hào)能沿著視線路徑到達(dá)基站，也可以由多個(gè)散射體反射，這意味著基站與用戶之間的信道鏈路會(huì)受到頻率選擇性衰落的影響；由于用戶的高移動(dòng)性，信道變化很快，經(jīng)歷時(shí)間選擇性衰落；假設(shè)特定用戶和基站之間的信道有P條散射徑，每條散射徑對(duì)應(yīng)著一個(gè)到達(dá)方向(DOA)、一個(gè)多普勒頻移、一個(gè)時(shí)延；

定義θ_k，p為第k個(gè)用戶第p條路徑的DOA，相應(yīng)的空間導(dǎo)向矢量可表示為：

其中λ為載波波長(zhǎng)，天線間距d設(shè)置為半波長(zhǎng)；因此，從幾何信道模型，用戶k在時(shí)隙n的時(shí)變信道表示為

其中l(wèi)表示延遲域索引，h_k，p、τ_k，p和ν_k，p分別表示第k個(gè)用戶第p條路徑信道增益、延遲和多普勒頻率；δ(·)表示狄拉克函數(shù)，T_s是系統(tǒng)采樣周期；因?yàn)門_s的分辨率足以在典型寬帶系統(tǒng)沿著延遲域捕獲詳細(xì)的信道信息，所以假設(shè)τ_k，p＝n_τ，pT_s，n_τ，p為整數(shù)；

步驟二：對(duì)第k個(gè)用戶，將長(zhǎng)度為L(zhǎng)_DN_D的數(shù)據(jù)序列重新排列成延遲-多普勒域的二維OTFS數(shù)據(jù)塊其中L_D＝512和N_D＝128分別表示子載波數(shù)和OFDM符號(hào)數(shù)；

在預(yù)處理塊，應(yīng)用ISFFT得到時(shí)頻域數(shù)據(jù)塊其中和為歸一化DFT矩陣；對(duì)的每一列做L_D點(diǎn)逆DFT得到傳輸信號(hào)塊其中s_k，j表示一個(gè)OFDM符號(hào)；

通過給每個(gè)OFDM符號(hào)加循環(huán)前綴CP，可以得到時(shí)域的一維傳輸信號(hào)其中L_cp＝32為CP長(zhǎng)度，s_k將在N_DT時(shí)間內(nèi)占據(jù)L_DΔf的帶寬，其中Δf和T＝(L_cp+L_D)T_s分別為子載波間隔和OFDM符號(hào)周期；

在基站側(cè)，在后處理塊連續(xù)地應(yīng)用與用戶側(cè)對(duì)稱的操作，如重新排列、去CP、L_D點(diǎn)DFT和L_D×N_D維SFFT操作，在第n_r個(gè)天線處，可以得到延遲-多普勒域二維接收數(shù)據(jù)塊的第(i，j+N_D/2)元素表示為：

其中為i-i′除以L_D的余數(shù)，i＝0，1，...，L_D-1，j＝-N_D/2，...，0，...，N_D/2-1，w_i，j為均值為0，方差為的復(fù)高斯噪聲；

步驟三：利用步驟一中建立的大規(guī)模MIMO信道模型，將的第(i，j+N_D/2)元素重新表示為：

其中且：

分別表示天線-延遲-多普勒域的主信道和次信道；此外l是基站接收信號(hào)格點(diǎn)的延遲域坐標(biāo)，

步驟四：進(jìn)一步考慮由大規(guī)模天線陣列帶來的信道稀疏性，對(duì)信道按天線維度做DFT得到角度-延遲-多普勒域主、次信道模型：

其中χ_k，p＝[ν_k，p，τ_k，p，θ_k，p]，

定義通過對(duì)其做DFT可得角度-延遲-多普勒域接收信號(hào)模型：

所述基于大規(guī)模MIMO-OTFS的徑分多址接入方法的角度-延遲-多普勒域的上下行徑分多址接入方法包括：

步驟一：通過已有的算法在上行鏈路估計(jì)信道參數(shù)

步驟二：由大規(guī)模MIMO-OTFS角度-延遲-多普勒域信道模型可得，3D信道和在內(nèi)有主導(dǎo)值，其中：

(i_k，p，j_k，p，q_k，p)與第k個(gè)用戶的第p條散射徑相關(guān)，認(rèn)為是該路徑的角度-延遲-多普勒域標(biāo)簽，第p條散射徑幾乎包含了格點(diǎn)(i_k，p，j_k，p，q_k，p)處所有的能量，對(duì)于格點(diǎn)(i_k，p，j_k，p，q_k，p)，有以下近似：

相應(yīng)地，可導(dǎo)出以下關(guān)系式：

步驟三：對(duì)第k個(gè)用戶，其角度標(biāo)簽集定義為角度標(biāo)簽不重疊的用戶被分配到同一組滿足：

其中D_θ是角度域的保護(hù)間隔，對(duì)分配給他們相同的延遲-多普勒域資源，即和不同的接收端角度-延遲-多普勒域格點(diǎn)，即k₁≠k₂；

步驟四：對(duì)不同用戶組給他們分配延遲-多普勒域可區(qū)分的資源滿足以下限制：

其中表示保護(hù)間隔D_τ和D_v用于對(duì)抗3D信道和在延遲和多普勒域的彌散效應(yīng)，定義延遲和多普勒域的最大彌散長(zhǎng)度：

分別將D_τ和D_v設(shè)置為和調(diào)度后，不同的用戶可以將其各自的數(shù)據(jù)映射到調(diào)度的延遲-多普勒域格點(diǎn)，同時(shí)在同一OTFS塊中將數(shù)據(jù)發(fā)送到基站，并在基站處占用不同的3D資源；每個(gè)用戶的有效數(shù)據(jù)塊的延遲和多普勒域?qū)挾确謩e為W_d和W_D；基站并行地對(duì)不同用戶的數(shù)據(jù)進(jìn)行解映射和解碼，而不會(huì)受到用戶之間的干擾；

步驟五：第k個(gè)用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)塊X_k中的導(dǎo)頻的位置表示為且其在基站的觀測(cè)信號(hào)可寫為：

其中通過LS估計(jì)器，從上式恢復(fù)得：

相應(yīng)地，次信道：

為了加強(qiáng)數(shù)據(jù)恢復(fù)的性能，根據(jù)主信道的近似表示和已知的估計(jì)得：

通過已獲得的當(dāng)前OTFS塊內(nèi)信道參數(shù)集的準(zhǔn)確信息，通過大規(guī)模MIMO-OTFS主、次信道模型重構(gòu)所有格點(diǎn)的3D信道和

步驟六：考慮用戶發(fā)送有效數(shù)據(jù)塊內(nèi)的一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)，其元素索引為由大規(guī)模MIMO-OTFS信道模型，導(dǎo)出基站處關(guān)于的接收信息在集合內(nèi)，將數(shù)據(jù)符號(hào)的P個(gè)接收格點(diǎn)列成一個(gè)P×1向量得：

其中是P×1噪聲向量，式右邊第三項(xiàng)為干擾的和；使用MRC的策略進(jìn)行數(shù)據(jù)恢復(fù)，第k個(gè)用戶第p個(gè)路徑，即的信干噪比表示為：

根據(jù)MRC原理，第p個(gè)路徑的最優(yōu)加權(quán)因子為：

定義權(quán)向量β_k＝[β_k，1，...,β_k，P]^T，并將P個(gè)接收信號(hào)用其本身的加權(quán)因子結(jié)合起來，MRC接收信號(hào)表示為：

可以導(dǎo)出合并信號(hào)的最優(yōu)信噪比為獲得了最優(yōu)信噪比，使用經(jīng)典的算法恢復(fù)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)，根據(jù)LS的特性，數(shù)據(jù)恢復(fù)的均方誤差MSE為

步驟七：對(duì)于TDD系統(tǒng)，由于上下行信道在角度-延遲-多普勒域的互易性，下行信道參數(shù)與上行的相同；上行的路徑調(diào)度策略可用于下行的多用戶服務(wù)，過與步驟二中相同的角度分組，第k個(gè)用戶的接收信號(hào)主要來自于P層，即p＝1，2，...，P；相應(yīng)地，接收信號(hào)可寫為：

其中N_k為噪聲矩陣，其元素服從0均值、方差的高斯分布；

不失一般性，將第k個(gè)用戶的下行有效觀測(cè)區(qū)域設(shè)置為上行接入時(shí)分配的發(fā)送區(qū)域；在基站的3D傳輸資源空間內(nèi)，分配給第k個(gè)用戶的有效發(fā)送區(qū)域?yàn)閷?duì)給定的其不同于根據(jù)步驟三中的路徑調(diào)度結(jié)果，確保：

在徑分之后，第k個(gè)用戶的格點(diǎn)將觀測(cè)到來自的信號(hào)成分，其將分別經(jīng)歷自己的3D信道在操作前，給出以下公式：

其中P×1向量b_k，l，n表示對(duì)中觀測(cè)點(diǎn)(l，n)的波束形成操作，u_k，l，n表示第k個(gè)用戶期望的有效數(shù)據(jù)，得用戶接收信號(hào)：

其中b_k，l，n可用MMSE波束形成框架設(shè)計(jì)為：

參數(shù)通過上下行參數(shù)的互易性獲得，而可通過最近的上行OTFS塊獲得，在波束形成后，內(nèi)所有格點(diǎn)的等效信道相同，僅需內(nèi)發(fā)送一個(gè)格點(diǎn)的導(dǎo)頻即可實(shí)施等效信道的估計(jì)，估計(jì)方法與步驟四相同。