[發明專利]基于九開關管逆變器的電能質量復合控制裝置及工作方法

有效

• 申請號: 201711144130.2
• 申請日: 2017-11-17
• 公開（公告）號: CN107732921B
• 公開（公告）日: 2020-10-02
• 發明（設計）人: 吳在軍;李晨陽;趙原;胡文強;竇曉波;胡敏強
• 申請（專利權）人: 東南大學
• 主分類號: H02J3/12
• 分類號: H02J3/12;H02J3/01;H02J3/26
• 代理公司: 南京眾聯專利代理有限公司 32206
• 代理人: 蔣昱

1.一種基于九開關管逆變器的電能質量復合控制裝置的控制方法，所述電能質量復合控制裝置內有九開關管逆變器，其特征在于：所述的九開關管逆變器有三根并聯的橋臂，所述的橋臂包括三個串聯的開關管，所述的開關管結構可視為兩個全橋逆變器的疊加，記靠近直流母線正極的開關管分別為S_A、S_B、S_C，靠近直流母線負極的開關管分別為S_U、S_V、S_W，各橋臂的三個開關管除去上述兩組開關管后余下的開關管為S_AU、S_BV、S_CW，以上9個開關管組成逆變器主電路，所述九開關管逆變器的上端輸出端口為動態電壓恢復器，所述九開關管逆變器的上端輸出端口通過耦合變壓器串聯接入電網，所述九開關管逆變器的下端輸出端口為有源電力濾波器，所述九開關管逆變器的下端輸出端口直接并聯接入電網，所述的裝置應用于三相三線制系統，所述九開關管逆變器的上端輸出端口通過線電壓方式對網側電壓進行補償，所述控制裝置采用九開關逆變器作為主電路，定義靠近直流母線正極的開關管分別為S_A、S_B、S_C，靠近直流母線負極的開關管分別為S_U、S_V、S_W，各橋臂的三個開關管除去上述兩組開關管后余下的開關管為S_AU、S_BV、S_CW，以上9個開關管組成逆變器主電路，開關管逆變器的上端輸出端口通過耦合變壓器串聯接入電網實現動態電壓恢復器功能，下端輸出端口直接并聯接入電網實現有源電力濾波器功能，其特征在于：

具體步驟如下：

步驟一，DVR端口工作時，首先檢測網側線電壓u_ab、u_bc，對線電壓瞬時值進行數字鎖相運算，得到電網電壓相位θ，通過鎖相環的相位以及實際應用時日負荷變動造成的電壓波動來計算出電網所需的參考電壓檢測出的網側線電壓u_ab、u_bc經過數字濾波及鎖相后與參考電壓比較得到差值Δu_ab、Δu_bc；再將比較得到的差值電壓即補償電壓經過配比后得到DVR三相橋臂所需的電壓控制信號Δu_a、Δu_b、Δu_c，采用的配比方式是令ΔU_a＝ΔU_ab、ΔU_b＝0、ΔU_c＝-ΔU_bc，采用反饋和前饋的復合控制對電壓控制信號進行控制以保證補償的實時性和準確性，包括對負載電壓u_labc＝[u_la,u_lb,u_lc]^T的反饋閉環控制，反饋采用PI控制，以及對電網電壓u_abc＝[u_a,u_b,u_c]^T的前饋控制，可以有效減小穩態誤差和電網電壓的擾動影響，最后生成的上端口調制指令信號記為u_mh＝[u_mA,u_mB,u_mC]^T；

利用DVR單相模型對所述的控制方法進行分析，得出的DVR單相等效模型，其中U,U_i,U_cL,U_c,U_DVR,U_L分別是網側電壓、逆變器端口輸出電壓、濾波電容電壓、濾波器電容電阻的串聯電壓、DVR注入電網的電壓和負載側電壓；R_L是電阻負載；L_f,R_Lf,C_f,R_cf是LC型低通濾波器的參數；L_t,R_t分別是漏感和短路電阻；I_L,I_c,I_f分別是負載電流、濾波電容電流和濾波電感電流；耦合變壓器的變比為1:1，DVR系統的狀態方程為：

其中DVR的復合控制由前饋控制和反饋控制組成，前饋控制采用電網電壓的前饋控制；反饋控制策略采用負載電壓瞬時反饋控制，采用PI調節器，定義K_PWM式逆變器增益，K_p,τ是PI控制器參數：

U_L＝AU^*+BU；

其中：

a₁＝τL_fL_tC_f

a₂＝τ(R_Lf+R_cf)L_tC_f+τ(R_cf+R_t+R_L)L_fC_f

a₃＝τ(L_t+L_f)+τ(R_t+R_L)(R_Lf+R_cf)C_f+τR_cfC_f(K_PWMK_pR_L+R_Lf)

a₄＝τ(R_t+R_L)+K_PWMR_L(R_cfC_f+τK_p)+τR_Lf

a₅＝K_PWMR_L；

式中：A(s)為從參考電壓U^*到負載側電壓U_L的傳遞函數；B(s)為從網側電壓U到負載側電壓U_L的傳遞函數；

通過所述的復合控制，根據實際情況選擇合適的PI控制器參數，以保證DVR對電壓暫降和三相不平衡的補償效果，最后生成的上端口調制指令信號記為u_mh＝[u_mA,u_mB,u_mC]^T；

步驟二，APF端口工作時，首先利用改進型的FBD諧波檢測法，認為負載側電壓是三相平衡電壓記為：

假設負載電流中包含有正序分量I_n+，負序分量I_n-，零序分量I_n0，分別為正負零序電流的相位，則負載電流可記為：

根據FBD法的定義，瞬時有功電導G_p(t)和瞬時無功電導G_q(t)為：

由上述兩式得：對于正序分量，其等效電導的諧波次數會降低一次；對于負序分量，其等效電導的諧波次數會升高一次；對于零序分量，其等效電導的諧波次數不變，利用這個特性實現均值法來代替傳統FBD檢測法中的低通濾波器；

將傳統FBD法中的LPF環節用均值法和網絡校正代替后，根據FBD方法的傳統步驟得到i_l＝[i_la,i_lb,i_lc]^T中的諧波、不平衡與無功成分i_lh＝[i_lha,i_lhb,i_lhc]^T，將所述的i_lh＝[i_lha,i_lhb,i_lhc]^T作為APF參考電流記為i_lh^*＝[i_lha^*,i_lhb^*,i_lhc^*]^T，利用多重準PR控制器作為電流控制，其中i_lapf是APF端口LC濾波器的濾波電感電流；

多重準PR控制器對5、7、11、13次諧波電流進行補償，準PR控制器傳遞函數為：

式中：i為基波與待補償的諧波次數，電力系統非線性負載引起的諧波主要是6n±1次諧波，這里主要對5、7、11、13次諧波進行補償；k_p為比例系數；k_ri為諧振系數；ω₀為諧振頻率；ω_c為諧振部分帶寬；

經過多重準PR控制后可以得到APF端口調制信號u_ml＝[u_mU,u_mV,u_mW]^T；

步驟三，利用之前步驟1和2生成的上下兩路端口的調制電壓信號u_mh＝[u_mA,u_mB,u_mC]^T，u_ml＝[u_mU,u_mV,u_mW]^T，采用規則采樣正弦脈沖寬度調制對兩個端口同時進行調制，兩個端口同一個三角載波，SPWM調制必須滿足用于控制上下兩路輸出的調制信號在載波中不可有交叉重疊，以滿足上端輸出端口的導通時間必須大于等于下端輸出端口這一運行條件開關約束條件，選取合適的直流偏置d_h,d_l加入上下兩個端口的調制波形，假設九開關管上下兩個端口的調制信號表達式如下：

式中，d_h,d_l為所加的直流偏置，如上文所述九開關管必須滿足調制信號u_mh(t)≥u_ml(t)，結合調制信號表達式可得d_h+d_l≥U_mlsin(ωt+θ_l)-U_mhsin(ωt+θ_h)，則可得調制信號參考幅值U_mh,U_ml和直流偏置量d_h,d_l需滿足約束條件：

其次，定義三角載波信號幅值為U_M，則參考幅值需滿足下式以避免過調制：

U_mh+U_ml≤U_M；

綜上利用以上三組約束式結合實際應用情況得出合適的直流偏置，使上端口的調制波形始終位于下端口調制波形的上方，來實現對其兩個端口的獨立控制，并且保證了對直流側電壓的利用率，同時九開關管的同一橋臂中間開關管的開關信號由該橋臂上下兩個開關管的開關信號經異或運算生成，這樣能使兩個端口實現獨立運行時的DVR和APF功能。