[實用新型]驅動控制電路

有效

• 申請號: 201621167674.1
• 申請日: 2016-10-26
• 公開（公告）號: CN206389269U
• 公開（公告）日: 2017-08-08
• 發明（設計）人: 鄭仁閃;金若愚
• 申請（專利權）人: 廣州金升陽科技有限公司
• 主分類號: H02M1/08
• 分類號: H02M1/08;H02M3/335;H02M1/14
• 代理公司: 暫無信息
• 代理人: 暫無信息

技術領域

本實用新型涉及開關變換器領域，特別涉及不對稱半橋反激類開關變換器的驅動控制方法及驅動控制電路。

背景技術

隨著電力電子領域的迅猛發展，開關變換器的應用越來越廣泛，特別是人們對高功率密度、高可靠性和小體積的開關變換器提出了更多的要求。一般傳統的小功率開關變換器采用反激拓撲實現，其具有結構簡單、成本低廉等優點；但是普通反激拓撲是硬開關，而且不能回收漏感能量，因此限制了中小功率變換器的效率和體積。為了滿足功率變換器小型化、輕量化、模塊化的發展趨勢，軟開關技術已成為電力電子技術的熱點之一。“軟開關”是指零電壓開關或零電流開關，它是利用諧振原理，使開關變換器的開關管電壓(或電流)按正弦(或準正弦)規律變化，當電壓過零時，使器件開通(或電流自然過零時，使器件關斷)，實現開關損耗為零，從而提高變換器的效率和開關頻率，減小變壓器、電感的體積。雖然，軟開關技術能夠實現功率變換器的小型化、模塊化等，但是，很多電路如LLC，電路變得非常復雜，使得中小功率的變換器的成本增加，往往不利于商業競爭。而不對稱半橋電路在和普通反激電路的器件數量和復雜度比較接近的條件下能夠實現兩個開關管的零電壓開通，回收漏感能量，并且容易實現自驅動同步整流，在有效提升效率的同時減小變壓器體積，成為一個比較好的應用方案。

目前常規的不對稱半橋反激變換器的電路圖如圖1-1和1-2所示，其中圖1-1中上管QH為主開關管，下管QL為鉗位開關管；圖1-2中上管QH為鉗位開關管，下管QL為主開關管，兩種電路工作原理基本相同，只是繞組位置不同而已。

現以圖1-1為例，其穩態的工作波形如圖2所示，VgsH和VgsL分別為上管QH和下管QL的驅動電壓信號波形；Ic是流過諧振電容Cr的電流波形，同時也是流經原邊繞組的電流波形；ILm為流經激磁電感Lm的激磁電流波形，除了虛線部分以外，激磁電流波形和諧振電容的電流波形是一致重合的；VdsH和VdsL分別為上管和下管的漏極到源極的電壓信號波形。設主管的驅動信號VgsH的占空比為D，則鉗位管的占空比為(1-D)，為避免主管和鉗位管共通，需要留有一定的死區時間；工作周期為Ts。為方便對電路中變壓器原邊繞組的工作過程進行分析，現將變壓器的原邊繞組等效為漏感Lr和激磁電感Lm兩部分來進行說明。在t0時刻，上管QH的驅動電壓VgsH為高電平，上管開通，t0-t1時間段內輸入端的能量通過上管QH、諧振電容Cr、漏感Lr和激磁電感Lm這一回路給變壓器激磁，激磁電流首先從負向線性減小到零以后線性增加，此時原邊諧振電容Cr的電流Ic和激磁電流ILm重合，諧振電容Cr、漏感Lr和變壓器儲存能量，副邊整流二極管D因反偏而截止；到t1時刻，上管QH關斷；t1-t2時間段內，上管QH處于關斷狀態，下管QL也還未開啟，區此時間段為死時間，在這段死區時間內，因漏感Lr和變壓器激磁電感Lm要續流，所以上下開關管的結電容、諧振電容Cr、漏感Lr、激磁電感Lm發生諧振，抽取下管QL的結電容的能量，下管漏極與源極之間的電壓VdsL下降，同時給上管QH的結電容充電，上管漏極與源極之間的電壓VdsH上升，因激磁電感Lm兩端的電壓降低，所以雖然激磁電流ILm仍在增加但是幅度很小；t2時刻，上管QH的結電容電壓(即上管漏極與源極之間的電壓)VdsH達到最高，下管QL的結電容電壓被抽到零，此時下管開通，則這樣就實現了下管的零電壓開通，英文簡寫為ZVS；t2-t3時間內，副邊整流二極管D正向導通，變壓器原邊儲存的能量向副邊釋放，激磁電流ILm線性下降到零然后負向線性增加，同時，漏感Lr、諧振電容Cr發生諧振，變壓器的原邊電流按正弦波的軌跡諧振，此時諧振電容Cr中儲存的能量通過正激的過程也向副邊釋放，變壓器原邊電流轉為負向；在t3時刻，下管QL關斷，因為漏感電流和激磁電流ILm續流，所以上下開關管的結電容、諧振電容Cr、漏感Lr、激磁電感Lm發生諧振，抽取上管QH的結電容的能量，VdsH電壓下降，同時給下管QL的結電容充電，VdsL電壓上升，激磁電流ILm因為變壓器原邊繞組兩端的電壓降低，所以雖然在負向增加，但是增加的幅度非常小；t4時刻，下管QL的結電容電壓VdsL達到最高，上管QH的結電容電壓VgsH被抽到零，此時上管開通，這樣就實現了上管QH的零電壓開通；這樣就完成了一個工作周期，接著繼續按照同樣的工作過程重復工作。