[發(fā)明專利]通過(guò)使用更好的相關(guān)性模型改善用于估計(jì)頻偏的卡亨南?洛維算法

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• 申請(qǐng)?zhí)枺?/td>: 201480083574.8
• 申請(qǐng)日: 2014-12-15
• 公開（公告）號(hào): CN107005514A
• 公開（公告）日: 2017-08-01
• 發(fā)明（設(shè)計(jì)）人: 弗雷德里克·魯塞克
• 申請(qǐng)（專利權(quán)）人: 華為技術(shù)有限公司
• 主分類號(hào): H04L27/26
• 分類號(hào): H04L27/26
• 代理公司: 暫無(wú)信息
• 代理人: 暫無(wú)信息

技術(shù)領(lǐng)域

本文中所描述的實(shí)施方案大體上涉及接收器和接收器中的方法，且更具體地說(shuō)，涉及用于估計(jì)無(wú)線通信系統(tǒng)中發(fā)射器和接收器之間的頻率偏移的機(jī)構(gòu)。

背景技術(shù)

正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是第三代合作伙伴計(jì)劃(3rd Generation Partnership Project，3GPP)長(zhǎng)期演進(jìn)(Long Term Evolution，LTE)和WIFI等現(xiàn)代系統(tǒng)所選擇的調(diào)制技術(shù)。OFDM所面臨的嚴(yán)峻問題是發(fā)射器和接收器之間的頻率偏移。它被稱作載波頻率偏移(Carrier Frequency Offset，CFO)。CFO的影響是會(huì)使OFDM子載波之間的正交性丟失。在接收器已知CFO的情況下，可通過(guò)頻移來(lái)補(bǔ)償CFO，從而保證了正交性。因此，緩解CFO就相當(dāng)于估計(jì)接收數(shù)據(jù)的CFO的問題。

CFO可被分成兩部分：整數(shù)頻率偏移(Integer Frequency Offset，IFO)和分?jǐn)?shù)頻率偏移(Fractional Frequency Offset，F(xiàn)FO)。

ε_CFO＝ε_IFO+ε_FFO

其中ε_IFO是乘以子載波間距的整數(shù)，并且ε_FFO的量值限制在子載波間距的一半內(nèi)。在LTE中，子載波間距是15kHz，因此FFO的量值限于7.5kHz，而IFO是15kHz的倍數(shù)。

在初始同步期間，獲得ε_IFO的精確值。因此，剩余的任務(wù)是估計(jì)FFO。在整個(gè)本發(fā)明中，將假設(shè)已經(jīng)估計(jì)了IFO。標(biāo)準(zhǔn)符號(hào)程序是以子載波間距歸一化全部偏移，使得FFO限于ε_FFO∈[-1/2,1/2]。

可基于接收信號(hào)估計(jì)FFO。在這項(xiàng)工作中，可假設(shè)兩個(gè)OFDM符號(hào)可供自由支配。進(jìn)行FFO估計(jì)的條件是這兩個(gè)符號(hào)包括訓(xùn)練符號(hào)，也稱為導(dǎo)頻符號(hào)。如果包括，那么基于這兩個(gè)OFDM符號(hào)，可旨在提出能夠處理ε_FFO∈[-1/2,1/2]范圍內(nèi)的任意FFO的幾乎最佳的FFO估計(jì)器算法。

在傳統(tǒng)的方案中，給定這兩個(gè)接收信號(hào)，CFOε的似然函數(shù)使得：

其中P_k是沿著其對(duì)角線具有p_k的對(duì)角矩陣，矩陣Λ是頻域中信道的協(xié)方差矩陣，即，

其中diag(X)是列向量，其元素取自X的主對(duì)角線。可以看出，評(píng)估λ(ε)所需要的全部量是明確定義的，除了Λ。可作出以下假設(shè)：

這降低了評(píng)估λ(ε)的復(fù)雜度，而且也是當(dāng)信道協(xié)方差Λ不存在先驗(yàn)信息時(shí)的合適選擇。然而，遺憾的是，這種假設(shè)可能不符合現(xiàn)實(shí)。

在傳統(tǒng)的方法中，之后計(jì)算λ(ε)的三個(gè)值：

μ_-1＝λ(-1/tΔ)

μ₀＝λ(0)

μ₁＝λ(1/tΔ)

由于λ(ε)的公式所涉及的矩陣維度較大，所以得出這三個(gè)值的計(jì)算量相當(dāng)大。一個(gè)重要的觀測(cè)結(jié)論是三個(gè)計(jì)算出的值μ_-1,μ₀,μ₁足以在ε的任何其它值下評(píng)估λ(ε)。也就是說(shuō)，函數(shù)λ(ε)是三維的，當(dāng)已經(jīng)(通過(guò)相當(dāng)大的工作量)計(jì)算出這三個(gè)值時(shí)，獲得全部其它值的計(jì)算成本較低。基于此觀測(cè)結(jié)果，接著制定基于μ_-1,μ₀,μ₁估計(jì)ε的復(fù)雜度較低的方法。

在OFDM信道H₀和H_t根據(jù)傳統(tǒng)方法中使用的簡(jiǎn)化相關(guān)性模型Λ相關(guān)的情況下，傳統(tǒng)方法是最佳的(在最大似然方面)，并且無(wú)法進(jìn)一步改進(jìn)。然而，相關(guān)性模型Λ極不現(xiàn)實(shí)，因?yàn)樗哂幸韵挛锢砗x：

第一，子載波k處的信道獨(dú)立于其它子載波處的信道。實(shí)際上，兩個(gè)鄰近子載波處的信道幾乎相同，因此傳統(tǒng)相關(guān)性模型Λ中所作出的假設(shè)極不現(xiàn)實(shí)。

第二，OFDM符號(hào)t處的信道等同于在0時(shí)的信道。實(shí)際上，由于多普勒效應(yīng)，這兩個(gè)信道可為高度相關(guān)，但它們基本上從不相同。

因此，相比于使用真實(shí)信道相關(guān)性的估計(jì)器，傳統(tǒng)方法會(huì)遭受性能降低的影響。

因此，當(dāng)估計(jì)載波頻率偏移時(shí)，還存在改進(jìn)的空間。

發(fā)明內(nèi)容

因此，一個(gè)目標(biāo)是避免至少一些上述缺點(diǎn)并改進(jìn)無(wú)線通信系統(tǒng)中的性能。