[發明專利]鎖相電路和無線電通信設備

有效

• 申請號: 201110230440.2
• 申請日: 2011-08-12
• 公開（公告）號: CN102377430A
• 公開（公告）日: 2012-03-14
• 發明（設計）人: 藤原徹哉;原田真吾
• 申請（專利權）人: 索尼公司
• 主分類號: H03L7/099
• 分類號: H03L7/099;H03L7/18;H04B1/40
• 代理公司: 北京市柳沈律師事務所 11105
• 代理人: 邸萬奎

技術領域

本公開涉及一種鎖相電路和無線電通信設備，其包括具有電壓校正功能的校準電路，用于向壓控振蕩器提供合適的校準電壓。

背景技術

現在，在RF收發器中，頻率合成器作為可以實現高精度輸出頻率的本地振蕩器可能是必不可少的。

圖1是示出RF收發器的典型配置的圖。

圖2是示出圖1中的PLL(頻率合成器)的典型配置的圖。

圖1的RF收發器1具有天線2、低噪聲放大器(LNA)3、功率放大器(PA)4、濾波器5和6、混頻器7和8、以及作為頻率合成器的鎖相電路(PLL：鎖相環)9。

圖2的PLL?9具有相位比較器(相位頻率檢測器：PFD)10、電荷泵(CP)11、以及環路濾波器(LF)12。

PLL?9還包括壓控振蕩器(VCO)13和分頻器(N)14。

因為RF收發器1需要高精度調制和解調時鐘，所以典型地將使用電感器L和電容器C的LC-VCO用作圖2中的VCO。

圖3是示出LC-VCO的典型配置的圖。

如圖3所示，LC-VCO包括電感器L、偏置電容COS、變容二極管(varactor)電容CVAR、用于實現負電阻的晶體管TR、以及電路偏壓電阻RTOP和RBTM。

在此情況下，圖3中的端子TVCTL和端子TOUT分別表示圖2中的端子TVCTL和端子TOUT。

下面將簡要描述使用LC-VCO作為VCO?13的PLL的操作。

首先，PFD?10檢測參考信號REF與通過將PLL?9的輸出OUT進行分頻而獲得的信號FB之間的相位差作為相位差信息，并將該相位差信息傳遞給CP?11。

CP?11將對應于該相位差的電流發送到LF?12中。LF?12將該電流轉換為電壓信息。VCO?13接收該電壓VCTL。VCO?13改變變容二極管電容CVAR的電容，從而改變振蕩頻率。

因此，一直進行反饋，直到參考信號REF與信號FB的相位(頻率)變得彼此相同。從而產生與參考信號REF同步的時鐘。

圖4是示出LC-VCO的控制電壓相對于頻率的特性的圖。

一般地，在考慮到實際性能的情況下，LC-VCO的振蕩頻率的可變范圍最多約為兩倍。在圖4中頻率如標記A所指示地變化。

通過對變容二極管電容CVAR和偏置電容COS提供幾個比特，步進地(數字地)改變電容，并且通過變容二極管電容CVAR連續地(以模擬方式)改變步幅之間的電容，實現上述變化。

雖然也可以想到例如通過圖4中的標記B所指示的特性，但難以通過LC-VCO實現該特性。即使可以實現該特性，VCO?13的電壓相對于頻率的轉換增益Kvco也增加。

當電壓相對于頻率的轉換增益Kvco增加時，將CP?11的電流噪聲、LF?12的電阻噪聲等乘以電壓相對于頻率的轉換增益Kvco，并轉換為VCO?13的輸出相位噪聲。

因此，通常期望低的電壓相對于頻率的轉換增益Kvco，并且通過盡可能地降低電壓相對于頻率的轉換增益Kvco來緩和對整個PLL的相位噪聲設計。

換言之，振蕩頻率一般如圖4中的特性曲線A所示地變化。即使如此，也可以由低的電壓相對于頻率的轉換增益Kvco來覆蓋寬的頻率范圍。

數字地切換的一個覆蓋的頻率范圍將稱為“頻帶(band)”。

在此情況下，非常重要的是在頻帶之間提供頻率冗余。此頻率冗余將稱為“頻帶重疊”。

此頻帶重疊還將定義用于以后的描述。

圖5是輔助說明頻帶重疊的定義的圖。

關注圖5中所示的頻帶Band1，因為頻帶重疊是兩個頻帶之間的頻率冗余，所以頻帶Band1和頻帶Band2之間存在頻帶重疊BOLH，并且頻帶Band1和頻帶Band0之間存在頻帶重疊BOLL。

將頻帶重疊BOLH定義為在頻率校準電壓Vcal處、相對于頻帶Band1和Band2的相應頻率F1和F2之間的中間頻率F12c所擁有的余量。

具體地，頻帶重疊BOLH是當向頻帶Band1提供最大控制電壓Vdrh時的振蕩頻率F1h所擁有的相對于中間頻率F12c的余量。如下表示頻帶重疊BOLH。

[等式1]